首先对上一节的内容（反激拓扑6—反激变压器之漏感）进行一个补充，漏感不仅会造成初级开关管电压应力尖峰，同时在CCM模式下，当初级开关管导通瞬间，次级漏感也容易与二极管的结电容发生谐振，在二极管两端产生电压尖峰，通常我们会在二极管两端并联RC吸收对电压尖峰进行吸收。（对于RC吸收参数的计算，后续有机会详解，给自己留的作业太多了。。。）
上一节，主要谈到漏感对反激电路两个关键的影响，即开关管电压尖峰和交叉调整率。
（1）利用RCD吸收漏感造成的电压尖峰典型的RCD设计电路大家都很熟悉，如下图所示
开关管关断过程的波形如下图所示。
注：以上波形来源于RICHTEK官网
在开关管关断瞬间，由于漏感的作用，开关管两端的电压Vds会超过Vin+n（Vo+VF），此时，变压器的漏感电流依原初始方向继续流动，它将分成两路：一路（即Ids）在逐渐关断的开关管继续流动（实际应用中，开关管关断存在一个渐变的过程）；另一路（即iSn）经由缓冲电路的二极管(DSn)向电容(CSn)充电。在计算过程中，我们可以假设开关管关断过程为理想的关断，即关断瞬间，开关管电流（即iDS）变为0，剩余的全部电流流入RCD电路，即iSn=iDS_Peak。从电路的拓扑中，我们可以得出，漏感上的电压降为
其中Vsn就是RCD吸收电容上的电压，一般Vsn设计为反射电压n（Vo+VF）的2~2.5倍。根据伏秒平衡原则，可以计算出吸收过程的时间为
根据波形可以计算RCD电路的功率损耗为
将tSn带入上式可得
在前述章节中有强调过（反激拓扑5—如何设计反激变压器？），CCM模式和DCM模式中，开关管的峰值电流计算方式不同。
CCM模式中
DCM模式中，因为存在电流为0的区间，上述公式不再使用，依据能量守恒原则
RCD吸收电路的电容CSn可以通过其允许的纹波电压以及能量守恒原则进行计算
一般缓冲电容的电压纹波△VSn设计为电容两端电压VSn的5%~10%。RCD电路吸收效果对比波形如下
注：以上波形来源于RICHTEK官网
（2）改善反激变压器交叉调整率的方法
①减小变压器漏感，主要涉及到变压器的绕制方式（后续进行详细讲解）
②采用低导通电压的整流二极管或采用同步整流的方式可减小变压器漏感对交叉调整率的影响；
③输出加假负载，改善轻载条件下的交叉调整率，假负载可以帮助释放变压器漏感中存储的能量，但是会增加待机功耗。
④输出增加稳压电路（如串联稳压、DCDC等）
⑤采用多路输出加权反馈控制方法、利用加权的原理，把主输出电压和辅助输出电压按一定的权重比例进行取样反馈，从而使辅助输出电压也能像主输出电压一样，能够对占空比起到一定的调节作用，使辅助输出电压的变化得到一定程度的改善，从而降低输出电压的交叉调整率。由于主反馈输出电压被加权系数影响，主反馈输出电压的精度会收到一定程度的影响，需要综合评估应用场景的需求。
注：以上图片来源于芯朋微官方网站
参考文档《Fairchild Semiconductor—Design Guidelines for RCD Snubber of Flyback Converters》