又到了周末，時間真快，各位朋友周末快樂。

本節分享SG3525PWM控制器調制的推挽諧振變換器建模，因為本模型是基于兩級式光伏逆變器，所以推挽諧振變換器采用了開環運行。有興趣的朋友可以嘗試閉環建模。

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第二節第一部分已經分享了SG3525芯片建模，本節分享基于SG3525推挽諧振變換器仿真模型。基本參數如下：

DC輸入：40~56V

DC輸出：320~430V

輸出功率：2000W

轉換效率：95%

SG3525輸出PWM仿真波形如圖1所示。

圖1 PWM仿真波形

圖2 為推挽電路的功率級電路模型，為了使仿真更加接近實際情況，原邊MOS管并聯等效電容200pF（該電容值為MOS管輸出電容與PCB上寄生電容，通常取幾百pF。），輸入并聯20mF電容，該電容不影響仿真結果，加在這里目的是為了更加接近實際情況，避免設計時疏忽；變壓器采用4繞組變壓器（仿真時，開始選用3繞組變壓器，仿真結果誤差較大，錯誤為高壓側諧振電流頻率與低壓側諧振頻率不相同，導致仿真中MOS管D極始終出現較大的尖峰，后來換用變壓器，設置合適的參數，問題基本解決，但由于變壓器參數沒有優化，所以仿真結果不是特別理想）；高壓側采用諧振的最大優點就是消除原邊MOS的電壓尖峰（但是調試中比較麻煩，如果調試不好，很難達到理想效果，有可能適得其反）；二極管整流，二極管上會消耗較多的功率，導致二極管發熱嚴重，如果器件選型不合適，高壓側串聯諧振，很有可能會降低效率，但消除前級尖峰，會使機器變得更可靠。所以實際設計中會綜合各方面因數來考慮設計方案，不能一味的追求某項參數指標。功率電路模型如下：

圖2 推挽諧振變換器功率模型

功率級仿真波形如下：

情況1：諧振頻率等于開關頻率，仿真時長0.1s，步長100ns。

穩態波形

圖3 情況一

仿真中，MOS管關斷過程中有一個凹槽，出現這種情況的原因，還請大家發表自己見解？

0~0.1s整個過程波形

圖4 0.1s仿真波形

情況2：諧振頻率大于開關頻率，仿真時長0.1s，步長100ns。

穩態波形

圖5 情況二

0~0.1s整個過程波形

圖6 0.1s仿真波形

情況3：諧振頻率小于開關頻率，仿真時長0.1s，步長100ns。

穩態波形

圖7 情況三

圖7可以看出，該情況下，開關管已經無法實現軟開關，所以MOS的D極出現了較大的電壓尖峰，此時已經失去了諧振的優勢。

0~0.1s整個過程波形

圖8 0.1s仿真波形

仿真分析結論：

高頻逆變器，若實現軟開關，同時提高整機效率，需工作在固定頻率，占空比最大模式，只保留必要的死區時間時，才能達到較好的效果。若實現有效值為220V的逆變，前級推挽電路工作在開環模式，后級H橋通過SPWM波調制，調節占空比，實現穩定電壓輸出。

本文仿真波形不是特別理想，歡迎各位朋友提出自己看法，是什么原因造成該種結果，應該如何改進？

本專題最終將根據情況分享仿真模型，如果感興趣的朋友可以一起討論交流。也歡迎朋友關注“變換器軟開關拓撲與控制策略研究”，部分內容將保持同步。