基本的反激變換器原理圖如下所示，在需要對輸入輸出進(jìn)行電氣隔離的低功率<75W～的開關(guān)電源應(yīng)用場合，反激變換器（Flyback Converter）是最常用的一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（Topology）。簡單、可靠、低成本、易于實(shí)現(xiàn)是反激變換器突出的優(yōu)點(diǎn)。接下來我將電源的反饋控制環(huán)路部分的設(shè)計(jì)進(jìn)行說明！
系統(tǒng)反饋環(huán)路的計(jì)算結(jié)果如下：
系統(tǒng)的閉環(huán)增益及相位請參考如下紅色曲線：
增益曲線
相位曲線
補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)基本理論分析
開關(guān)電源系統(tǒng)是典型的閉環(huán)控制系統(tǒng)，設(shè)計(jì)時(shí)，補(bǔ)償電路的實(shí)踐與理論相當(dāng)抽象需要建立模型。目前流行的反激IC控制器，絕大多數(shù)采用峰值電流控制控制模式。峰值電流模式反激的功率級小信號可以簡化為一階系統(tǒng)，所以它的補(bǔ)償電路容易設(shè)計(jì)。
通常，使用Dean Venable提出的Type II 補(bǔ)償電路就足夠了。
Type II Compensation Circuits：
運(yùn)用如下參數(shù)參考設(shè)計(jì)，通過上面方法；得出增益和相位曲線分析：
如下圖示：
Ø Band width:30kHz
Ø Phase Margin:
-155+180 = 25 degree
反激變換器的反饋回路圖示
在設(shè)計(jì)補(bǔ)償電路之前，首先需要考察補(bǔ)償對象（功率級）的小信號特性。
如上圖所示，從IC 內(nèi)部比較器的反相端斷開，則從控制到輸出的傳遞函數(shù)（即控制對象的傳遞函數(shù)）為：
我再將電源的反饋回路進(jìn)行等效電路分析：
TR ：為光耦的電流傳輸比
Rpullup： 為光耦次級側(cè)上拉電阻
Cop ： 為光耦的寄生電容
實(shí)際設(shè)計(jì)中，建議L1 （輸出電感）不超過4.7μH。
上述的G（s）函數(shù)為標(biāo)準(zhǔn)函數(shù)
對CCM 模式反激，其控制到輸出的傳函為：
峰值電流模式的電流內(nèi)環(huán)，本質(zhì)上是一種數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)，功率級傳函由兩部分Hp(s)和Hh(s)串聯(lián)組成，其中
Hh(s)為電流環(huán)電流采樣形成的二階采樣環(huán)節(jié)（由RayRidley 提出）：
其中：
上式中，PO 為輸出總功率，k 為誤差放大器輸出信號到電流比較器輸入的衰減系數(shù)，Vout1 為反饋主路輸出電壓，Rs 為初級側(cè)檢流電阻，D 為變換器的占空比，n 為初級線圈NP與主路反饋線圈Ns1 的匝比，m 為初級電流上升斜率，ma為斜坡補(bǔ)償?shù)难a(bǔ)償斜率，Esr 為輸出電容的等效串聯(lián)電阻，Cout是輸出電容之和。
注意：CCM 模式反激變換器，從控制到輸出的傳函，由如下公式 ：
可知，有一個(gè)右半平面零點(diǎn)，它在提升幅值的同時(shí)，帶來了90°的相位衰減，這個(gè)零點(diǎn)不是我們想要的，設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)保證帶寬頻率不超過右半平面零點(diǎn)頻率的1/3；由如下公式：
可知，如果不加斜坡補(bǔ)償（ma=0），當(dāng)占空比超過50%時(shí)，電流環(huán)震蕩，表現(xiàn)為驅(qū)動(dòng)大小波，即次諧波震蕩。因此，設(shè)計(jì)CCM 模式反激變換器時(shí)，需加斜坡補(bǔ)償。
對DCM 模式反激，控制到輸出的傳函為：
其中：
Vout1為主路輸出直流電壓，k 為誤差放大器輸出信號到電流比較器輸入的衰減系數(shù)，m為初級電流上升斜率，ma 為斜坡補(bǔ)償?shù)难a(bǔ)償斜率，Idspeak 為給定條件下初級峰值電流。
CTR ：為光耦的電流傳輸比
Rpullup： 為光耦次級側(cè)上拉電阻
Cop ： 為光耦的寄生電容
實(shí)際設(shè)計(jì)中，建議L1 （輸出電感）不超過4.7μH。
上述的G（s）函數(shù)為標(biāo)準(zhǔn)函數(shù)
通常，為降低輸出紋波噪聲，輸出端會(huì)加一個(gè)小型的LC 濾波器，如上圖
所示，L、C 構(gòu)成的二階低通濾波器會(huì)影響到環(huán)路的穩(wěn)定性，L、C 的引入，使變換器的環(huán)路分析變得復(fù)雜，不但影響功率級傳函特性，還會(huì)影響補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的傳函特性。然而，建模分析后可知：如果L、C 的轉(zhuǎn)折頻率大于帶寬fcross 的5 倍以上，那么其對環(huán)路的影響可以忽略不計(jì)，實(shí)際設(shè)計(jì)中，建議L不超4.7μH。
于是我們簡化分析時(shí)，直接將L1直接短路即可，推導(dǎo)該補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)G(s)為：
其中：
CTR為光耦的電流傳輸比，Rpullup 為光耦次級側(cè)上拉電阻（對應(yīng)控制IC，Rpullup=IC的內(nèi)部電阻）如下圖所示：
Cop為光耦的寄生電容，與Rpullup=IC內(nèi)部的Bias 的大小有關(guān)。下圖（來源于PC817 的數(shù)據(jù)手冊）是光耦的頻率響應(yīng)特性，可以看出，當(dāng)RL（即Rpullup）為內(nèi)部參數(shù)時(shí)，將會(huì)帶來一個(gè)約10.53KHz左右的極點(diǎn)，所以Rpullup=內(nèi)部R-Bias的大小會(huì)直接影響到變換器的帶寬。
光耦的頻率響應(yīng)
如下計(jì)算：
R1與CF 形成了在原點(diǎn)當(dāng)中的極點(diǎn)，被用來對低頻增益進(jìn)行提升，來壓制低頻(100Hz)紋波和提高輸出調(diào)整率，即靜態(tài)誤差。RF&CF 形成一個(gè)零點(diǎn)，來提升相位，要放在帶寬頻率的前面來增加相位裕度，具體位置要看其余功率部分再設(shè)計(jì)帶寬處的相位是多少，RFCF 的頻率越低，其提升的相位越高，當(dāng)然最大只有90 度，但其頻率很低時(shí)低頻增益也會(huì)減低，一般放在帶寬的1/5 處，約提升相位78 度。
(1) 相位裕度是指：增益降到0dB時(shí)所對應(yīng)的相位。
(2) 增益裕度是指：相位為0deg時(shí)所對應(yīng)的增益大小(實(shí)際是衰減)。
(3) 穿越頻率是指：增益為0dB時(shí)所對應(yīng)的頻率值。
穿越頻率，又稱為頻帶寬度，頻帶寬度的大小可以反映控制環(huán)路響應(yīng)的快慢。
一般認(rèn)為帶寬越寬，其對負(fù)載動(dòng)態(tài)響應(yīng)的抑制能力就越好，恢復(fù)時(shí)間也就越快，系統(tǒng)從而可以更穩(wěn)定;缺點(diǎn)是寬的帶寬也會(huì)帶來更多噪聲的問題。同時(shí)是由于受到右半平面零點(diǎn)的影響，以及原材料、運(yùn)放的帶寬不可能無窮大等綜合因素的限制；需要合理化設(shè)計(jì)！
k Factor（k 因子法）確定補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)：
★k Factor（k 因子法）是DeanVenable 在20 世紀(jì)80 年代提出來的，提供了一種確定補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的方法。
采用K因子確定零點(diǎn)和極點(diǎn)的位置
如上圖K因子及補(bǔ)償參數(shù)圖所示，將Type II 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的極點(diǎn)wp 放到fcross的k 倍處，將零點(diǎn)wz 放到fcross的1/k 處。上面的補(bǔ)償反饋的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)有三個(gè)參數(shù)需要計(jì)算：RLed，Cz，Cpole，下面將用k Factor 計(jì)算這些參數(shù)：
動(dòng)態(tài)負(fù)載時(shí)輸出電壓波形
由此通過上面的假設(shè)參數(shù)進(jìn)行理論數(shù)據(jù)推導(dǎo)如下：
-----確定補(bǔ)償后的環(huán)路帶寬fcross：通過限制動(dòng)態(tài)負(fù)載時(shí)（△Iout）的輸出電壓過沖量（或下沖量）△Vout，由下式?jīng)Q定環(huán)路帶寬：
--考察功率級的傳函特性，確定補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的中頻帶增益（Mid-band Gain）：
--確定Dean Venable 因子k：
選擇補(bǔ)償后的相位裕量PM（一般取35°～80°），由如下公式
得到fcross 處功率級的相移（可由Mathcad 計(jì)算）PS，則補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)需要提升的相位Boost 為：
推薦PM=70 PS=-100
則k 由下式?jīng)Q定：
--補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)極點(diǎn)（wp）放置于fcross 的k 倍處，可由下式計(jì)算出Cpole:
--補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)零點(diǎn)（wz）放置于fcross 的1/k 倍處，可由下式計(jì)算出Cz：
通過設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)推薦K=3--4; PM=70 PS=-100進(jìn)行取值K=3.24
因此如下原理圖參數(shù)均可全部設(shè)計(jì)確定下來：
總結(jié)：一般可從以下三個(gè)原則判定電源環(huán)路穩(wěn)定性:
(1)、在室溫和標(biāo)準(zhǔn)輸入、正常負(fù)載條件下，閉環(huán)回路增益為0dB(無增益)的情況下,相位裕度是應(yīng)大于45 度；
如果輸入電壓、負(fù)載、溫度變化范圍非常大, 相位裕度不應(yīng)小于30度。
(2)、同步檢查在相位接近于0deg時(shí),閉環(huán)回路增益裕度應(yīng)大于7dB，為了不接近不穩(wěn)定點(diǎn)，一般認(rèn)為增益裕度12dB以上是必要的。
(3)、同時(shí)依據(jù)測試的波特圖對電源特性進(jìn)行分析，穿越頻率按20dB/Dec閉合，頻帶寬度一般為開關(guān)頻率的1/20～1/6。
零極點(diǎn)頻率引起的增益斜率變化規(guī)則
開關(guān)電源系統(tǒng)瞬態(tài)負(fù)載條件下的幾種典型響應(yīng)波形可供 設(shè)計(jì)參考！
通過上面的理論和實(shí)踐的運(yùn)用，我們的設(shè)計(jì)參數(shù)一般會(huì)按IC-DS推薦的參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)；其設(shè)計(jì)結(jié)果不會(huì)有太大的問題；但對于我們想了解我們參數(shù)的最佳值我還是推薦儀器測試法來實(shí)際測量-讓系統(tǒng)有最佳的系統(tǒng)穩(wěn)定性設(shè)計(jì)。
電源環(huán)路及系統(tǒng)的穩(wěn)定性評估分析工具（強(qiáng)烈推薦）
運(yùn)用我制作的測試工具板來驗(yàn)證系統(tǒng)環(huán)路的穩(wěn)定性方法；我通過MOS的開關(guān)來增加系統(tǒng)的輸出電流；來測試瞬態(tài)輸出變化電流和輸出電壓的變化情況；來分析系統(tǒng)在不同負(fù)載條件下的環(huán)路的穩(wěn)定性
（讓系統(tǒng)有最佳的增益和相位裕度設(shè)計(jì)！）
CH-綠色：輸出電流的波形 CH-藍(lán)色輸出電壓波形
說明：
MOS的響應(yīng)時(shí)間500nS 固定負(fù)載初值：為負(fù)載的10%
可以再外加10%-100% 動(dòng)態(tài)MOS控制負(fù)載為>10%
MOSON的時(shí)間為 5%的Duty 導(dǎo)通時(shí)間（防止MOS串聯(lián)的電阻長時(shí)間發(fā)熱）
該穩(wěn)定性評估分析工具：由MCU驅(qū)動(dòng)高速M(fèi)OS組成，MOS的響應(yīng)時(shí)間<500nS
說明：用MCU 來做PWM驅(qū)動(dòng)，5%Duty mos開通時(shí)間，6V驅(qū)動(dòng)（電池供電）頻率可選！便于隨身攜帶；不需要外部的交流電源系統(tǒng)！@！
注意：MOS-ON的時(shí)間=5% * T
F-drv=100HZ T=10mS MOS-Ton=0.5ms=500us
F-drv=200HZ T=5mS MOS-Ton=0.25ms=250us
F-drv=300HZ T=3.3mS MOS-Ton=0.167ms=167us
F-drv=500HZ T=2mS MOS-Ton=0.1ms=100us
F-drv=1KHZ T=1mS MOS-Ton=0.05ms=50us
這個(gè)評估板的設(shè)計(jì)，MOS/F-Drv頻率由撥碼開關(guān)組合選擇，MOS/ON的時(shí)間也可以由撥碼開關(guān)組合選擇；適合所有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)方案的環(huán)路設(shè)計(jì)評估！
測試非常好的波形分析評估如下：（優(yōu)化反饋系統(tǒng)參數(shù)及光耦參數(shù)即可）
瞬態(tài)的響應(yīng)頻率F=1/(лTr)=0.3/Tr
測試圖中的瞬態(tài)時(shí)間（高點(diǎn)到低點(diǎn)的時(shí)間）=23uS
F=1/(лTr)=0.3/Tr=0.3/23us=13KHZ
電源的補(bǔ)償(COMP)計(jì)算零點(diǎn)時(shí)的頻率
f=1/（2ЛR*C）
f < F的頻率 系統(tǒng)就OK啦；實(shí)際測試如下圖的理論計(jì)算數(shù)據(jù)相一致！
