我以我們自己的IC進行設計分析說明：

基本的反激變換器原理圖如下所示，在需要對輸入輸出進行電氣隔離的低功率<75W～的開關電源應用場合，反激變換器（Flyback Converter）是最常用的一種拓撲結(jié)構(gòu)（Topology）。簡單、可靠、低成本、易于實現(xiàn)是反激變換器突出的優(yōu)點；后面我將電源的關鍵部分的設計進行說明！

在設計時，我前面有講過開關電源的EMI濾波器的設計，就不再分析濾波器的設計。我先來分析開關電源的安全安規(guī)器件的設計。

★認證關于X,Y電容

根據(jù)IEC 60384-14，電容器分為X電容及Y電容

1.X電容是指跨于L-N之間的電容器

2.Y電容是指跨于L-G/N-G之間的電容器。(L=Line, N=Neutral, G=Ground)

X電容底下又分為X1, X2, X3，主要差別在于:

1.X1耐高壓大于2.5kV, 小于等于4 kV

2.X2耐高壓小于等于2.5kV

3.X3耐高壓小于等于1.2kV

Y電容底下又分為Y1,Y2, Y3，Y4, 主要差別在于:

1.Y1耐高壓大于8kV

2.Y2耐高壓大于5kV

3.Y3耐高壓 大于3.5KV

4.Y4耐高壓大于2.5kV

★開關電源關于X,Y電容應用特點

X,Y電容都是安規(guī)電容，火線零線間的是X電容，火線與地間的是Y電容。它們用在電源濾波器里，起到電源濾波作用，分別對共模、差模工擾起濾波作用。安規(guī)電容是指用于這樣的場合，即電容器失效后，不會導致電擊，不危及人身安全。安規(guī)電容安全等級應用中允許的峰值脈沖電壓、過電壓等級（IEC664）X1 >2.5kV ≤4.0kV Ⅲ X2 ≤2.5kV Ⅱ X3 ≤1.2kV —— 安規(guī)電容安全等級、絕緣類型、額定電壓范圍。

★開關電源關于X,Y電容絕緣等級

Y1 雙重絕緣或加強絕緣 ≥250V

Y2 基本絕緣或附加絕緣 ≥150V ≤250V

Y3 基本絕緣或附加絕緣 ≥150V ≤250V

Y4 基本絕緣或附加絕緣 <150V

Y電容的電容量必須受到限制，從而達到控制在額定頻率及額定電壓作用下，流過它的漏電流的大小和對系統(tǒng)EMC性能影響的目的。

GJB151規(guī)定Y電容的容量應不大于0.1uF。

①工作在亞熱帶的機器,要求對地漏電電流不能超過0.7mA

②工作在溫帶機器,要求對地漏電電流不能超過0.35mA

③因此,Y電容的總?cè)萘恳话愣疾荒艹^4700PF（472）

 

★壓敏電阻的設計選擇應用及測量

壓敏電阻一般并聯(lián)在電路中使用，當電阻兩端的電壓發(fā)生急劇變化時，電阻短路將電流保險絲熔斷，起到保護作用。壓敏電阻在電路中，常用于電源過壓保護和穩(wěn)壓。測量時將萬用表置10k檔，表筆接于電阻兩端，萬用表上應顯示出壓敏電阻上標示的阻值，如果超出這個數(shù)值很大，則說明壓敏電阻已損壞。

★壓敏電阻標稱參數(shù)

壓敏電阻用字母“MY”表示，如加J為家用，后面的字母W、G、P、L、H、Z、B、C、N、K分別用于穩(wěn)壓、過壓保護、高頻電路、防雷、滅弧、消噪、補償、消磁、高能或高可靠等方面。壓敏電阻雖然能吸收很大的浪涌電能量，但不能承受毫安級以上的持續(xù)電流，在用作過壓保護時必須考慮到這一點。壓敏電阻的選用，一般選擇標稱壓敏電壓V1mA和通流容量兩個參數(shù)。

★壓敏電阻的標稱電壓選取

一般地說，壓敏電阻器常常與被保護器件或裝置并聯(lián)使用，在正常情況下，壓敏電阻器兩端的直流或交流電壓應低于標稱電壓，即使在電源波動情況最壞時，也不應高于額定值中選擇的最大連續(xù)工作電壓，該最大連續(xù)工作電壓值所對應的標稱電壓值即為選用值。對于過壓保護方面的應用，壓敏電壓值應大于實際電路的電壓值，一般應使用下式進行選擇：

VmA＝av／bc

式中：a為電路電壓波動系數(shù)，一般取1.2；v為電路直流工作電壓（交流時為有效值）；b為壓敏電壓誤差，一般取0.85；c為元件的老化系數(shù)，一般取0.9；

這樣計算得到的VmA實際數(shù)值是直流工作電壓的1.5倍，在交流狀態(tài)下還要考慮峰值，因此計算結(jié)果應擴大1.414倍。

★壓敏電阻的壓敏電壓

即擊穿電壓或閾值電壓。指在規(guī)定電流下的電壓值，大多數(shù)情況下用1mA直流電流通入壓敏電阻器時測得的電壓值，其產(chǎn)品的壓敏電壓范圍可以從10－9000V不等。可根據(jù)具體需要正確選用。

一般V1mA=1.5Vp=2.2VAC，式中，Vp為電路額定電壓的峰值。VAC為額定交流電壓的有效值。ZnO壓敏電阻的電壓值選擇是至關重要的，它關系到保護效果與使用壽命。如一臺用電器的額定電源電壓為220V，則壓敏電阻電壓值V1mA=1.5Vp=1.5×1.414×220V=476V，V1mA=2.2VAC=2.2×220V=484V，因此壓敏電阻的擊穿電壓可選在470－480V之間。

VmA＝av／bc

式中：a為電路電壓波動系數(shù)，一般取1.2；v為電路直流工作電壓（交流時為有效值）；b為壓敏電壓誤差，一般取0.85；c為元件的老化系數(shù)，一般取0.9。

這樣計算得到的VmA實際數(shù)值是直流工作電壓的1.5倍，在交流狀態(tài)下還要考慮峰值，因此計算結(jié)果應擴大1．414倍。

★壓敏電阻參數(shù)表如下：

我常用的S14K350器件參數(shù)如下：

★安全保險絲

1作用：安全防護。在電源出現(xiàn)異常時，為了保護核心器件不受到損壞。

2技術參數(shù)：額定電壓V、額定電流I、熔斷時間I^2RT。

3分類：快斷、慢斷、常規(guī)。

1、0.6為不帶功率因數(shù)校正的功率因數(shù)估值

2、Po輸出功率

3、η 效率（設計的評估值）

4、Vinmin 最小的輸入電壓

5、2為經(jīng)驗值，在實際應用中，保險管的取值范圍是理論值的1.5~3倍

6、0.6為不帶功率因數(shù)校正的功率因數(shù)估值。0.95帶PFC 估值！

目前我們大多采用慢熔保險絲；其時間—電流特性如下：

★熱敏電阻NTC

1作用：有效的抑制開機時產(chǎn)生的浪涌電壓形成的浪涌電流。2技術參數(shù)：以氧化錳等為主要原料制造的精細半導體電子陶瓷元件。

電阻值隨溫度的變化呈現(xiàn)非線性變化，電阻值隨溫度升高而降低。3公式解釋說明：

1. Rt 是熱敏電阻在T1溫度下的阻值；

2. Rn是熱敏電阻在Tn常溫下的標稱阻值；

3. B是材質(zhì)參數(shù)；(常用范圍2000K~6000K)

4. exp是以自然數(shù) e 為底的指數(shù)（ e =2.{{71828:0}} ）；

5. 這里T1和Tn指的是K度即開爾文溫度，K度=273.15(絕對溫度)+攝氏度.

 

上述的基本安全安規(guī)基本知識掌握后；接下來再參考如下所示的設計步驟，一步一步設計反激開關變換器

反激變換器的設計步驟

我以我們的IC進行設計分析說明：

基本的反激變換器原理圖如下所示，在需要對輸入輸出進行電氣隔離的低功率<75W～的開關電源應用場合，反激變換器（Flyback Converter）是最常用的一種拓撲結(jié)構(gòu)（Topology）。簡單、可靠、低成本、易于實現(xiàn)是反激變換器突出的優(yōu)點；接下來我將電源的關鍵部分的設計進行說明！

 我們先來確定系統(tǒng)的輸入輸出參數(shù)，進行開關電源最前端的整流濾波設計；

--輸入電壓范圍：Vinmin_AC 及Vinmax_AC

--電網(wǎng)頻率：50HZ/60HZ（國內(nèi)為50Hz）

--輸出功率：（等于各路輸出功率之和）

--初步估計變換器效率：η（低壓輸出時，η取0.7～0.75，高壓輸出時，η取0.8～0.87）根據(jù)預估效率，估算輸入功率：

對多路輸出，定義KL（n）為第n 路輸出功率與輸出總功率的比值：

原理圖設計要求：90VAC-265VAC的全電壓范圍；

對應的公式計算應用 100VRMS–Min 來計算輸入電解電容的紋波電流

輸出規(guī)格：

12V-2A  & 110V/0.42A

使用基本計算公式；我們將計算公式進行EXCEL軟件便于修改參數(shù)進行反復修改，從而確定最佳參數(shù)設計！

計算參考如下：

再來提供給大家快速設計的理論分析

對于整流電路－輸入整流橋有兩種大的工作模式：

★輸入主電解電容的設計；其跟輸出的功率有關！

依據(jù)設計經(jīng)驗通常，對于寬輸入電壓（85～265VAC），取2～3μF/W；對窄范圍輸入電壓（176～265VAC），取1μF/W 即可，電容充電占空比Dch 一般取0.2 即可。

上圖為實際工作的大電解電容的充放電波形；只有T1時間是在給電容充電！

 

對于我們的FLY-IC的設計應用；我給出如下參考應用：

通過上面的基礎理論；我們還可以根據(jù)實際的用戶需求；如電容保持時間！特別是我們的供電系統(tǒng)做輸入電壓跌落試驗時提出要求時：

◆ＡＣ輸入電壓通過二極管橋堆整流成為ＤＣ電壓　

◆為了提供必要的輸出功率，ＤＣ電壓需要確保為多少？

（根據(jù)容許紋波要求）需要上面的公式進行計算！

但是多數(shù)情況下，考慮到瞬間停電時的輸出保持時間來選擇參數(shù)，要比通過容許紋波選擇的容量值更大。

因此，優(yōu)先考慮通過輸出保持的容量選擇。

◆瞬時停電時能夠保持輸出電壓？理論計算公式：

Ｔ：保持時間　ｎ：效率　　Ｐ(OUT)：輸出功率

Ｃ：電解電容容量　Ｖin（ＤＣ）Ｍin：輸入電壓Ｍin值

Ｖin（ＤＣ）Ｓ：能夠提供電源控制的輸入電壓

因此對于開關電源前面輸入的整流濾波回路的設計參數(shù)可以確定：

我以我們的IC進行設計分析說明：

基本的反激變換器原理圖如下所示，在需要對輸入輸出進行電氣隔離的低功率<75W～的開關電源應用場合，反激變換器（Flyback Converter）是最常用的一種拓撲結(jié)構(gòu)（Topology）。簡單、可靠、低成本、易于實現(xiàn)是反激變換器突出的優(yōu)點；接下來我將電源的關鍵部分的設計進行說明！

前面已經(jīng)弄清楚后，我們再來進行圍繞開關MOS的成本及可靠性方面；計算變壓器的關鍵參數(shù)，搞定FLY的主架構(gòu)的設計！

我的IC工作頻率67KHZ

(我們的IC有多種頻率可選67KHZ/100KHZ/130KHZ等)

目前的設計選擇為各廠家通用的工作頻率67KHZ;采用PWM+PFM控制模式，系統(tǒng)有較好的效率；較好的待機功耗等！

在設計之前，我先來回復客戶常問我的一個問題：開關電源為什么常常選擇67K或者100K左右范圍作為開關頻率，有的人會說IC廠家都是生產(chǎn)這樣的IC，當然這也有原因。每個電源的開關頻率會決定什么？對于多年的IC及各廠家的IC應用研究，我提出我的看法：

我們應該從這幾個方面去思考原因：

A.有人說頻率高了EMC不好過，一般來說是這樣的，但這不是必然，

EMC與頻率確實有關系，但不是必然。

高頻率的IC的EMI我有經(jīng)常指導客戶搞定它！

B.先來想象我們的電源開關頻率提高了,直接帶來的影響是什么?

注意：當然是MOS開關損耗增大，因為單位時間開關次數(shù)增多了。

如果頻率減小了會帶來什么？開關損耗是減小了，但是我們的儲能器件單周期提供的能量就要增多，勢必需要的變壓器磁性要更大，儲能電感要更大了。

選取在67K到100K左右就是一個比較合適的經(jīng)驗折中，

電源就是在折中合理化折中進行。

目前市場上的大多數(shù)IC的功能及引腳定義都相同；通用的工作頻率及引腳定義為產(chǎn)品的通用設計帶來便利；提高了設計和同類產(chǎn)品的轉(zhuǎn)換機率！C.假如在特殊情形下，輸入電壓比較低，開關損耗已經(jīng)很小了，還在乎這點開關損耗嗎，那我們就可以提高開關頻率，起到減小磁性器件體積的目的。 D.我們使用過PI的電源IC；在未來追求系統(tǒng)成本，其開關頻率為132KHZ;可使用小的變壓器結(jié)構(gòu)優(yōu)化電源體積；

注意：開關電源的頻率的選擇怎么做都可以，只要能合理使用。能給你的設計帶來高的設計可靠性及通用性，降低設計開發(fā)成本是最關鍵的！

進入正題

FLY-開關電源的設計我們經(jīng)常會工作在下圖示的狀態(tài)；DCM與CCM模式；

FLY-反激變換器有兩種運行模式：電感電流連續(xù)模式（CCM）和電感電流斷續(xù)模式（DCM）。兩種模式各有優(yōu)缺點，相對而言，DCM 模式具有更好的開關特性，次級整流二極管零電流關斷，因此不存在CCM 模式的二極管反向恢復的問題。

此外，同功率等級下，由于DCM模式的變壓器比CCM 模式存儲的能量少，故DCM 模式的變壓器尺寸更小。但是，相比較CCM 模式而言，DCM 模式使得初級電流的RMS 增大，這將會增大MOS 管的導通損耗，同時會增加次級輸出電容的電流應力。

因此，CCM 模式常被推薦使用在低壓大電流輸出的場合，DCM 模式常被推薦使用在高壓-小電流輸出的場合。

 

對CCM 模式反激變換器而言，輸入到輸出的電壓增益僅僅由占空比決定。而DCM 模式反激變換器，輸入到輸出的電壓增益是由占空比和負載條件同時決定的，這使得DCM模式的電路設計變得更復雜。但是，如果我們在DCM 模式與CCM模式的臨界處（BCM 模式）、輸入電壓最低（Vinmin_DC）、滿載條件下，設計DCM 模式反激變換器，就可以使問題變得簡單化。于是，無論反激變換器工作于CCM 模式，還是DCM 模式，我們都可以按照CCM模式進行設計。

我的設計 迭代計算結(jié)果如下：

進行參數(shù)設計時；幾個關鍵參數(shù)參考下圖

MOS 管關斷時，輸入電壓Vin 與次級反射電壓nVo 共同疊加在MOS的DS 兩端。最大占空比Dmax 確定后，反射電壓Vor（即nVo）、次級整流二極管承受的最大電壓VD 以及MOS 管承受的最大電壓Vdsmax，可由下式得到：

通過上面公式，可知：

Dmax 取值越小，Vor 越小，進而MOS 管的應力越小，

然而，次級整流管的電壓應力卻增大。

因此，我們應當在保證MOS 管的足夠裕量的條件下，盡可能增大Dmax，來降低次級整流管的電壓應力。

Dmax的取值，應當保證Vdsmax不超過MOS管耐壓等級的80%；同時，對于峰值電流模式控制的反激變換器，CCM 模式條件下，當占空比超過0.5 時，會發(fā)生次諧波震蕩。綜合考慮，對于耐壓值為650V的MOS管，設計中，Dmax 不超過0.5 為宜。迭代計算相關數(shù)據(jù)請參考我的EXCEL計算表格！

 

我們IC的規(guī)格書中，細心的開發(fā)者會注意到最大占空比的說明：

說明我在應用設計時，允許最大占空比會達到75%；當我們反激的占空比大于50%會帶來什么？好的方面有哪些？不好的方面有哪些？反激的占空比大于50%意味著什么，占空比影響哪些因素?

 

第一:占空比設計過大，首先帶來的是匝比增大，

主MOS管的應力必然提高。

一般反激選取600V或650V以下的MOS管，成本考慮。

占空比過大勢必承受不起。上面通過公式已經(jīng)有很好的說明了。第二點：很重要的是很多人知道，需要斜坡補償，否則環(huán)路震蕩。

IC一般都有這個功能如下：

不過這也是有條件的，右平面零點的產(chǎn)生需要工作在CCM模式下，如果設計在DCM模式下也就不存在這一問題了。后面再講電源的補償設計！

這也是小功率為什么設計在DCM模式下的其中一個原因。當然我們設計足夠好的環(huán)路補償也能克服這一問題。

當然在特殊情形下也需要將占空比設計在大于50%，單位周期內(nèi)傳遞的能量增加，可以減小開關頻率，達到提升效率的目的，如果反激為了效率做高，可以考慮這一方法。 

我們在設計反激開關電源的時候VRO反射電壓的范圍為：70V-110V；如果選擇的是650V或700V的高壓MOS器件時，我的經(jīng)驗設計推薦VRO=90V左右！可靠性！！

注意在最大功率本設計/工作在CCM模式的最小VDC=140V  

最小輸入AC≈95VAC

也就是說我的設計在通常狀況下，電源工作是在DCM。

只有系統(tǒng)過載或輸入電壓<95VAC時 系統(tǒng)進行CCM模式！

此時系統(tǒng)有較好的EMI效果；

因此可以看到對于反激的設計應用：當輸入電壓變化時，變換器可能會從CCM 模式過渡到DCM 模式，或從DCM模式過渡到CCM 模式;對于兩種模式，我們需要均在最惡劣條件下（最低輸入電壓、滿載）設計變壓器的初級電感Lm。由下式?jīng)Q定：

其中，fsw 為反激變換器的工作頻率，KRF為電流紋波系數(shù)，

其定義如下圖所示：

流過開關MOS管的電流波形及電流紋波系數(shù)

通常我們對于DCM 模式變換器，設計時KRF=1。

對于CCM 模式變換器，KRF<1。

KRF 的取值會影響到初級電流的均方根值（RMS），KRF 越小，RMS 越小，MOS 管的損耗就會越小，然而過小的KRF 會增大變壓器的體積，設計時需要反復衡量。

一般而言，設計CCM 模式的反激變換器：

寬壓輸入時（85～265VAC），KRF 取0.25～0.5；

窄壓輸入時（165～265VAC），KRF 取0.4～0.8 即可。

而實際我們的開關電源在工作過程中是在DCM與CCM兩種工作模式都會存在；其隨負載的變化而變換！

對于FLY設計：KRF取0.25～0.85的設計就OK!不需要明確的區(qū)分來設計變壓器的初級電感取值；因此一旦Lm 確定，流過MOS 管的電流峰值Idspeak和均方根值Idsrms 亦隨之確定：參考如下公式；

式中：

MOS管的導通損耗Pcond可以通過下面公式計算：

Rdson為MOS 管的導通電阻

接下來是變壓器的設計問題！

什么樣的變壓器才算是比較完美且適用的？變壓器決定了什么，影響了什么?

設計變壓器是各種拓撲的核心點之一，變壓器設計的好壞，影響電源的方方面面，有的無法工作，有的效率不高，有的EMC問題難解，有的溫升過高，有的極限情況會飽和，有的安規(guī)就過不了！

需要綜合各方面的因素來設計變壓器。設計變壓器從哪里入手呢？

一般來說，根據(jù)功率來選擇磁芯大小，有經(jīng)驗的可參考自己設計過的，這個是最推薦的設計；沒經(jīng)驗的只能按照AP算法去算，當然還要留有一定的余量，最后實驗去檢驗設計的好壞。     一般小功率反激推薦的用的比較多EE型，EF型，EI型，ER型，中大功率PQ的用的比較多，這里面也有每個人的習慣以及不同公司的平臺差異，需要根據(jù)自己公司的平臺和變壓器資源庫來選擇合適的型號。實際設計中，由于充滿太多的變數(shù)，磁芯的選擇并沒有非常嚴格的限制，可選擇的余地很大。其中一種選型方式是，我們可以參看磁芯供應商給出的選型手冊進行選型。相關的選型參考下表：

注意FLY-反激變換器設計，對于多路輸出一定要注意負載調(diào)整率滿足需求，耦合的效果要好，比如采用并繞，均勻繞制，以及副邊匝數(shù)盡可能增多。

有的還需要增加屏蔽來調(diào)整EMI，原副邊屏蔽一般加2層，外屏蔽1層就好。對于如上設計的<75W功率變壓器一般更多的是關注損耗，需要銅損和磁損達到平衡，還需要考慮變壓器的溫升問題。還要清楚電源過的什么安規(guī)，擋墻是不是足夠，層間膠帶是否設置合理也是不可以忽視的，一旦要做認證去改變壓器也是影響進度的。 

選定磁芯后，通過上面的磁芯的DS 查找Ae 值，及磁化曲線，確定磁通擺幅△B，次級線圈匝數(shù)由下式確定：

△B的選擇：注意兼顧變壓器噪音的問題！

f=30KHz~70KHz，△B<0.35T；

f=70KHz~100KHz,△B<0.28T ；

完成的變壓器選型及結(jié)構(gòu)參數(shù)如下：

選擇磁芯CORE/鐵氧體Ferrite ER36  PC40;確定各路輸出的匝數(shù)

先確定主路反饋繞組匝數(shù)，其他繞組的匝數(shù)以主路繞組匝數(shù)作為參考即可。主反饋回路繞組匝數(shù)為：

其它繞組圈數(shù)類推即可；變壓器的設計的完整數(shù)據(jù)如下：

開關電源系統(tǒng)的關鍵部分完成設計；