運算放大器周圍的補償電路是一件有趣的事情，但工業設計在現實中有所不同。 TL431 在反饋系統中的存在是壓倒性的，很少有設計仍然使用真正的運算放大器。 為什么？ 因為 TL431 已經包含一個帶有誤差放大器的穩定且精確的參考電壓。 即使它的開環增益無法與真正的運算放大器競爭，它也足以滿足絕大多數產品定義。
TL431究竟是什么？ 圖 1顯示了器件的內部布置。可以觀察到 2.5 V 的參考電壓偏置運算放大器反相輸入。
圖1 TL431的內部結構
輸出驅動雙極晶體管，實際上使 TL431 成為并聯穩壓器：當參考引腳 (R) 上的電壓低于 2.5 V 時，晶體管保持開路，TL431 開路。 一旦電壓超過參考電壓，晶體管就會開始導通，電流就會在器件內部循環。 如果光耦合器 LED 與陰極串聯，則可以構建光隔離反饋系統。 圖 2b 顯示了當今大多數電源如何實現 TL431：這里是典型的反激式轉換器。
圖2 典型的反激變換器反饋環路
TL431 也有不同的精度版本，具體取決于您的需求。 在某些需要低于 2.5 V 的輸出電壓的情況下，TLV431 可能是一個不錯的選擇。 與 TL431 相比，后者還具有更小的最小偏置電流。 這在低待機功耗設計中可能是一個很好的優勢。 以下數組比較所有版本。
在圖 2 中，電阻網絡 Rupper Rlower 檢測輸出電壓并偏置 TL431 參考引腳。 當輸出高于參考值時，TL431 會降低其陰極電壓并增加 LED 電流。 反過來，這會降低反饋設定點，并且轉換器提供更少的功率。 相反，當輸出低于目標值時，TL431 幾乎讓陰極開路并停止向 LED “輸送”電流。 因此，初級反饋允許更多輸出功率，推動轉換器增加輸出電壓，直到 TL431 檢測到達到目標。 轉換器可以接受兩種不同的光耦合器配置，如解決方案 A 和 B 所述：
解決方案 A：這是常見的發射極配置，可在流行的控制器（如 ON Semiconductor 的 NCP1200 系列）上找到。 降低 FB 引腳可降低此電流模式控制器中的峰值電流。 該解決方案也存在于基于 UC384X 的設計中，其中集電極可以直接驅動內部運算放大器的輸出。
解決方案 B：在這種共集電極配置中，發射極將 FB 引腳拉高以降低占空比或峰值電流設置點。 此選項通常需要控制器內部有一個反相放大器。
正如在圖2中看到的，LED 分支被稱為“快車道”，而分配器網絡被標記為“慢車道”。慢速通道使用內部運算放大器驅動 TL431 輸出晶體管，并通過電阻網絡分壓器 Rupper Rlower 固定直流工作點。由于電容器 Czero 的存在，可以引入原點，從而像標準類型 1 放大器那樣滾降增益。唉!在某個頻率范圍之上，由于 Czero 已完全降低增益，因此并聯穩壓器不再充當受控齊納二極管。內部運算放大器仍然固定直流偏置點，但不再交流控制并聯穩壓器，因為它的增益已經通過 Czero 的阻抗變低了。草圖因此簡化為圖3（例如使用解決方案 A），其中 TL431 變成了一個簡單的齊納二極管。對于小信號研究，我們可以用與其內部阻抗串聯的固定電壓替換該二極管，LED 也經歷相同的轉換。然而，由于這些動態電阻的總和與 RLED 相比仍然很小，我們可以在最終計算中輕松忽略它們。
圖4 TL431+光耦反饋環路
根據基爾霍夫定律：
其中，CTR 表示光耦合器電流傳輸比，這是將晶體管基極收集的光子數量與其產生的集電極電流聯系起來的增益：考慮到 LED 壓降和齊納電壓恒定，在小信號分析中，它們的導數項為零 ， 所以：
一旦理解了工作原理，最終的 TL431 表示就更有意義了，如圖 5所示。 可以看到標準運算放大器有一個電容器 Czero，但后面跟著一個代表快車道的加法器網絡。 請注意，在圖 3 中，LED 連接在次級 LC 濾波器之前。 這樣做是為了避免在 LC 網絡開始諧振時提供高頻增益。 這種配置是典型的反激式轉換器，具有通過 LC 濾波器降低高頻噪聲的功能。 確保該濾波器的諧振頻率至少比選定的交叉頻率高 10 倍，以避免任何相互作用。
圖5 等效分析圖
根據前面我們分析的，可以得到：
同時除以Vout(s)：
那么輕而易舉得到傳遞函數：
零極點增益情況：
如果我們想要一個類型 2 的放大器，它是最常見的類型，我們在某處需要一個極點 fp。 我們如何獲得它？ 只需在輸出節點和地之間放置一個電容器如圖6。
圖6 放置在反饋引腳和地之間的簡單電容器會引入一個極點。
如方程所示，原點fpo和零fz重合。 這意味著斜率在 0 dB 軸上發生了變化，如圖7所示。 由于 TL431 自然帶來的這種問題，交叉頻率處所需的中帶增益 G 簡單地由方程控制。 增益G與 fz 和 fp 的位置無關。
圖7 當零點與原點重合時，斜率變化發生在 0 dB 軸上。
下一步是找到一種方法來組織零極點放置以獲得良好的補償。敬請期待！