在設計電源時，工程師通常將效率下降的原因重點放在與MOSFET的傳導損耗有關上。在存在大RMS電流的情況下，例如在不連續導通模式（DCM）下工作的轉換器所經歷的電流，設計人員可以選擇低RDS（on）MOSFET，這意味著更大的裸片尺寸和更大的輸入電容。減小傳導損耗的代價是增加輸入電容，并相應增加控制器的功耗。隨著開關頻率的增加，這個問題變得更加棘手。

   MOSFET導通和關斷時，需要考慮柵極電流。 在導通時間內，流入控制器VCC的峰值電流將MOSFET柵極充電至VCC。 在關斷時間內，存儲的電流循環回到芯片地。 如果我們整合相應的區域，實際效果如下

   我們得到驅動晶體管的柵極電荷Qg，再乘以開關頻率Fsw，得到控制器VCC輸送的平均電流（值得注意此時柵極中的平均電流為零）。可以得出，控制器產生的總開關功率（忽略導通損耗）為：

   如果我們從一個12V控制器以100kHz的開關速度驅動一個100nC的柵極電荷MOSFET，則驅動器中的功耗為：

   鑒于其物理結構，MOSFET具有許多寄生元件，其中電容起著重要的作用。 MOSFET中這些元件的基本配置將Cgd表示為從柵極連接到漏極的電容器，Cgs表示為從柵極連接到源極的電容器，而Cds表示為從漏極連接到源極的電容器。 這些術語定義了以下數據表符號：

   驅動程序看到的實際上是門到源的連接。 當將具有斜率dt的電壓V施加到電容器C（例如，驅動器的輸出電壓）時，它將在電容器內部推動電流為：

   當我們向MOSFET施加電壓時，我們會產生一個等于Igate = i1 + i2的輸入電流Igate。 將上述方程與正確的電壓節點結合使用可得出：

   當我們在MOSFET的柵極-源極上施加電壓Vgs時，我們知道即使它是非線性的，其漏極-源極電壓Vds也會下降。 因此，我們可以通過以下方法定義連接這兩個電壓的負增益：

   帶入上述公式可以得到：

   在導通或關斷期間，從柵極源電極“看到”的總等效電容器Ceq為：

   術語（1 – Av）稱為“米勒效應”，它描述了電子設備的輸出和輸入之間的電容性反饋。 多年前，約翰·米勒（John M. Miller）首次在真空管中研究了這種現象。 當柵極-漏極電壓接近零時，實際上會發生米勒效應，這是因為這是發生最陡峭躍遷的地方。

圖1 MOSFET典型柵極電荷圖

   圖1表示功率MOSFET的典型柵極電荷圖。 通過恒定電流對柵極充電并觀察柵極-源極電壓獲得該圖。 當Ciss根據等式5突然增加時，電流持續流動。 但是，由于電容器急劇增加，因此相應的電壓增加dVgs受到嚴格限制；因此，幾乎為零的斜率：也就是圖1中所示的平穩段。

   正如Qg圖還顯示的那樣，減小過渡期間Vds（t）有助于降低平臺效應。我們可以看到，與Vds = 400V相比，在Vds = 100 V時，平穩寬度（對應于注入的庫侖）減小了。曲線下方的面積也減小了。因此，如果我們設法在MOSFET的Vds等于零時導通MOSFET，那么米勒效應就會消失。在零電壓下操作電源開關的技術稱為零電壓開關（ZVS），一種廉價的方法是使用準諧振（QR）模式的反激式轉換器。我們沒有等到下一個時鐘周期打開開關，而是等到漏極上的自然振鈴將電壓推至接近零時為止。此時，通過專用引腳檢測到，控制器重新激活晶體管。 ZVS操作通過在開關處反射足夠的反射電壓（N×[Vout + Vf]）獲得，因此需要通常為700 V（通用范圍）的高壓MOSFET。圖2顯示了基于MPS的HFC0100的QR草圖。圖3顯示了該轉換器在ZVS模式下工作時的柵極-源極電壓和漏極波形，我們可以看出沒有發現在硬開關中的米勒平臺。

圖2 基于HFC0100的準諧振反激原理圖

圖3 準諧振波形

   我們從波形中可以看出沒有明顯的彌勒平臺，但是會有一個凸起的震蕩，我們透過該現象通過仿真來還原該現象，分析是啥原因，仿真是基于Simetrix/simplis使用infineonMOS實際模型進行仿真。

  1、寄生參數較大時

2、寄生參數較小或不存在時

   這里要說明一下，仿真的精度會影響還原實際的效果， 不過我們不難發現，感性負載也就是雜散電感在Vgs上生成的電壓尖峰往往會在米勒平臺之前， 由于 IDS的上升過程和 VGS進入 米勒平臺為同一時間，在雜散電感上形成的感應電壓便疊加在了米勒平臺區間 ，而雜散電感較小或者單純阻性時，由于是準諧振模式，幾乎看不見米勒平臺

   總之，如果需要大的Qg MOSFET，在ZVS中運行反激轉換器是一個減少與平均驅動電流相關的損失的好主意。 該技術也廣泛用于諧振轉換器。