前一章節介紹了對稱半橋LLC以及控制方法，本章節主要介紹全橋LLC拓撲及其控制方法。其實半橋和全橋并沒有本質的區別，都是諧振電路，半橋是一個橋臂，全橋是兩個橋臂，先比于半橋，半橋具有以下優點：
- 兩個周期都從母線電容取電，減少了母線電容的峰值電流，母線電容紋波更小，壽命更長；
- 實現更大功率的輸出；
- 磁性器件工作在一三象限，利用率高，有利于磁芯器件的設計，同樣的磁芯器件能輸出更多的能量；
- 功率開關管的電流峰值更小。
LLC變頻模式下有三種工作狀態，分別為,
,
.fs是工作頻率，fr是諧振頻率，
.
三種工作模式的工作狀態分別如下，
可以看出兩個橋臂的對管Q1&Q4驅動信號一致，Q2&Q3驅動信號一致，在這種工作狀態下對PWM外設比較好進行配置。為了后面實現調頻調寬功能，選擇推挽輸出模式，當PWM 工作在推挽模式下時，會使整個周期的時間加倍，因為每個周期發生兩次定時器匹配。下面是中心對稱模式的推挽輸出，此模式組合將PWM 緩沖區更新和中斷事件限制為每4 個時基周期發生一次。PWM1H&PWM1L作為開關管Q1&Q4的驅動，PWM2H&PWM2L作為開關管Q2&Q3的驅動。（占空比D=50%）
在正常的工作條件下可以采用這種PFM的方式即可滿足需求，但是開關電源的工況比較復雜，特別是這種LLC拓撲，輸入電壓變高或者輸出電壓變低/負載變輕都會使工作頻率升高，上一篇文章提到，頻率的提高會受到一定的限制，為了滿足低壓輕載的需求，會進入到調頻調寬的狀態。半橋LLC是采用非對稱互補的方波方式能解決單調性和諧振電流的方法，那么全橋LLC該如何解決呢？
全橋LLC的四個開關管均采用對稱發波方式，我們將Q1~Q4組成兩個橋臂，Q1&Q3組成調寬臂，Q2&Q4組成調頻臂。比如全橋LLC的工作頻率范圍是100kHz~250kHz，假設Q1&Q3在180kHz以下只調頻，D=50%，當工作頻率高于180kHz調頻也調寬，Q2&Q4組成的調頻臂在全工作范圍內只調頻，占空比不變D=50%。如下圖：
具體的實現方式是在工作頻率高于180kHz時，控制算法去修改PG1的CMP值，更新占空比值。PG2還是按照原來的算法不變，進行調頻，占空比不變。
但是調寬臂采用對稱發波的方式，會同樣出現上一篇文章中出現的問題，在調寬狀態當占空比很小的時候，調寬橋臂Q1&Q3的驅動信號很長一段時間內會處于低電平，諧振電流只能流過MOSFET的體二極管。一旦諧振電流衰減到0，體二極管就進入反向恢復狀態，漏源電壓Vds上升（在占空比較小的情況下，Vds可上升到PFC母線電壓），此MOS管失去0電壓開通條件，此時造成的開關損耗會非常大。
低壓輕載調寬橋臂硬開關的解決方案
為防止以上硬開通現象的發生，可在MOS管的體二極管反向恢復之前就發出開通信號將其溝道導通，即將調寬橋臂驅動信號的上升沿往前移，移至另外一開關管驅動信號的下降沿處（忽略死區時間），這等效為移相發波，調寬橋臂為超前橋臂，調頻橋臂為滯后橋臂，下面是PFM和PS工作模式下的主要波形，當工作頻率處于最高頻率后，通過調節相角來控制輸出電壓。
在DSP實現移相方法，可以采用PG3作為參考載波，PG3的EOC觸發PG1（黑色）的SOC， TriggerA觸發PG2（綠色）的SOC，以此來產生相移，PWM1H和PWM2H的重疊部分為有效占空比。
另外，要保證斜對管驅動信號（如PWM1H與PWM2H）高電平的重疊時間最小時為0，這樣諧振腔兩端電壓的最小占空比才會為0，否則LLC在啟機時一旦放開驅動信號，輸出電壓就會階躍到一個較高的平臺，電平的大小和持續時間隨負載的減小而增加，隨斜對管驅動信號高電平的重疊時間增加而增加。
在低壓輕載工作狀態下，實際的占空比進一步減小，甚至接近于0，這就造成勵磁電流的峰值太小，在死區時間內MOS管Coss的電荷無法被抽走，MOS管出現硬開通。這種硬開通是無法通過移相發波方式解決的。
交錯并聯LLC實現方式
目前充電樁作為七大基建之一，市場需求非常活躍，充電模塊以20KW、30KW為主流，要想實現高效高功率密度，必然少不了LLC拓撲。以20KW充電模塊為例，輸入380Vac交流電壓，前級經過ViennaPFC變換器產生+400V、0V和-400V三電平電壓（本人另有寫三相Vienna拓撲分享專題），然后在后級上下接一個交錯并聯的LLC，實現200V~750V的電壓輸出，典型拓撲結構如下：
交錯并聯LLC拓撲
控制方法如下，Q5~Q8組成的全橋LLC相對于Q1~Q4組成的全橋LLC滯后90°，這樣可以實現輸出電壓紋波最小。
交錯LLC控制框圖
本文給出了（交錯并聯）全橋LLC的一般控制策略，以及在低壓輕載對兩個橋臂不同的處理方式，如果大家有更高的控制策略，也可以拿出來討論。
參考文獻
《全橋LLC諧振變換器的混合式控制策略》（點擊“資料”即可下載 ）