關于半橋LLC的工作原理在網上已有大量的資料，在這里就不多贅述了，請大家自行進行查閱，本章節主要涉及半橋LLC的控制方法及其實現，半橋LLC按電路結構可以分為對稱半橋LLC和非對稱半橋LLC，如下：

非對稱半橋LLC

對稱半橋LLC

對稱半橋LLC和非對稱半橋LLC的本質沒有差別，對稱半橋將Cr諧振電容一分為二（Cr1+Cr2），使電路處于一種對稱的結構，但是電容容量與非對稱半橋是一樣的。目前市面上很多使用這種對稱半橋LLC的拓撲結構，主要原因是在諧振電容上做鉗位處理更容易（并聯鉗位二極管），抗紋波電流能力更強，諧振腔LrCr的取值更容易；還有一個有點是可以減小母線電容的紋波，非對稱半橋LLC是半個周期取一次電，而對稱半橋LLC從工作原理分析上看部分能量可以回饋給母線電容。

工作原理如下：

第一階段：Q1導通，Q2截止，輸入電源Vin經過諧振電感Lr給諧振電容C2進行充電，C2電容電壓上升；同時C1電容放電，C1電容電壓下降。

第二階段：Q1截止，Q2截止。由于諧振電感電流不能突變，Lr電流依然為正，只是逐漸減小，C2充電電流也逐漸減小，C2電壓依然增加，C1電容依然處于放電狀態（路徑如紅色箭頭）。此時Q2管的體二極管導通，為Q2實現ZVS提供條件。

第三階段：Q1截止，Q2導通。由于之前Q2體二極管導通，經過死區時間后Q2實現了ZVS。此時諧振電容C2等效為一個電壓源，上正下負，與諧振電感Lr產生諧振。Lr電流減小至零后反相逐漸增大。C2電容處于放電狀態（藍色路徑），所以C1電容處于充電（紅色路徑）。

仿真波形如下：

下面對對稱半橋LLC的控制方法進行說明（非對稱半橋LLC同理）

1.對稱半橋的對稱PWM發波

由于LLC控制是PFM控制方式來進行輸出電壓的穩定，所以在進行調制時是頻率在變化，而占空比不變，為了防止直通，留有一定的死區時間。所謂對稱發波，就是上下橋臂的占空比始終都是一樣的，在PFM控制方式時，占空比始終都是50%，如下（可以采用獨立模式或者中心對稱模式，互補輸出）

當LLC電路在輸出低壓時，需要提高工作頻率，在現在的技術下，功率管的開關最高頻率是受到限制的，我們一般無法讓輸出電壓全范圍都工作在PFM態，特別是在數字電路控制中，由于DSP工作頻率和資源的限制，電路的最高工作頻率將會進一步受到限制。所有由于LLC電路自身的工作特性，都要結合PFM和PWM兩種工作模式，實現低壓輕載下的輸出調節。如下（配置方式為PG1采用獨立或者中心對稱工作模式，推挽輸出）

從上圖可以看出，在整個PFM+PWM調制過程中，上下橋臂占空比始終是相等的，但是在PWM工作狀態下將會遇到兩個重要的問題：LLC電路PWM工作狀態的非單調性和PWM態的電流諧振問題。下面對其進行分析，如下圖

1）非單調性分析

圖中Q1，Q2占空比D1，D2分別是,但是時間段內，Q2的二極管反向續流，在這段時間內任何點導通Q2，諧振電流的波形不會有變化，也就是說，Q2在任意時刻給出驅動信號，傳遞到副邊的能量均相同，得到的輸出電壓也相同。同樣內Q1任何時間導通Q1也不會影響諧振電流。換句話說，調節占空比，從50%-～ 50％變化，輸出電壓不會變化。這就是LLC電路PWM態的不單調問題。如果功率管的Cds1，Cds2，二極管反向恢復時間增大，從Q1關斷到Q2電流反向的時間隨之增大，即變長，不可控的非單調區域增大。

2）LLC諧振電流問題分析

LLC電路工作在PWM狀態，在t1時刻Q1關斷，諧振電流通過Q2的反向二極管續流，由于諧振電流比較小，t2時刻諧振電流降到0。諧振電流到零后，諧振電感Lr,激磁電感Lm,諧振電容Cr，以及上下管的輸出電容Coss，組成串聯諧振。在輸入電壓的激勵下，諧振電流過零后反向增加。如果Q2管在電流為正的時刻t3開通，就失去了ZVS開通。同理，Q2管在t4時刻關斷，諧振電流在t5降到0，繼續諧振，如果Q1在t6時刻開通時諧振電流為正，同樣失去ZVS造成硬開通。同時由于類似于直通的效果會引起非常大的電流尖峰。這樣不但開關損耗會變大，而且引入諧波干擾，由于電路寄生電感的存在，這個很高的di/dt會在電流通路上產生電壓尖峰，在高頻的情況下，驅動電壓波形會受到比較大的影響，會影響到電路的可靠性。

2.對稱半橋LLC的非對稱互補發波

為了解決上述增益非單調性和諧振電流的問題，可以采用在輸出低壓輕載的情況下功率管采用互補的非對稱發波方式，如下圖所示，上管Q1的控制波形Vgs1（黃色）占空比減少，而以其互補的Vgs2（紅色）控制下管Q2，兩者之間有個死區時間。當上橋臂關斷后，下橋臂經過死區時間立刻導通，一直到一個開關周期完成。

采用對稱半橋非對稱的發波方式仿真如下

從仿真波形上看，在非對稱PWM發波方式下，上下管都可以實現ZVS導通，這樣就解決了對稱PWM態下諧振的問題。不過由于非對稱發波自身的特點，也帶來了其他的不良影響：

1）非對稱發波對驅動電路，主要是浮充驅動電路工作有影響；

如果選擇下管導通時間短，上管導通時間長，且非對稱程度非常高時，需要特別注意下管的最小占空比可能影響自舉電容的充電過程。

2）對MOSFET電流應力有影響；

3）對輸出二極管電流應力有影響；

4）對諧振電感和變壓器熱設計有影響。

數字化LLC其他資源配置及其軟件算法實現

1.AD采樣配置

AD采樣配置主要涉及的問題是AD采樣頻率，環路反饋量（輸出電壓和輸出電流）采樣時刻，以及采樣精度的確定。

（1）AD采樣頻率選擇

在數字控制中一般AD采樣頻率等于環路計算的頻率，當然也可以大于環路計算頻率，小于環路計算頻率的話就會使得過高的計算頻率沒有必要。

由于半橋LLC拓撲是變頻控制的，如果AD采樣是按環路計算頻率定頻采樣的話，輸出電流在每個開關周期內的AD采樣時刻是一直在變化的，這就會產生拍頻現象。為了消除這個拍頻現象，可以將AD采樣改為PG模塊來觸發，這樣AD采樣頻率就保持和開關頻率相同，大于計算頻率，在每個開關周期內采樣點的位置是不變的。

（2）采樣時刻

一般數字控制中希望反饋量能夠在環路計算要用到時剛剛采樣完，使得環路的相位延遲盡可能小，同時希望AD采樣轉換的時間能夠包含在環路計算周期里面，這也是為了減小相位延遲。當然，這并不是必須的，滿足環路相位裕量即可。采樣時刻非常重要，比如在通信電源模塊中，對雜音和短路電流有比較大的影響，需要進行調試進行采樣時刻的調整。

2.中斷配置

環路計算的實時性要求很高，需要在中斷ISR里執行，一般我們采用DSP的PWM模塊定時的觸發環路計算中斷ISR。關于如何配置PWM模塊使能中斷ISR，DSP的datasheet有詳細的介紹，在此不再贅述，這里說的中斷配置主要講計算中斷的頻率選擇。

從LLC環路控制性能的角度來說，我們希望環路計算中斷的頻率能夠越高越好，這樣離散化造成的環路計算延時就越小，離散系統也就越接近連續系統，數字控制的效果就越接近原來的模擬控制。同時中斷ISR里一些其他處理（如快速保護）響應也能更及時。

從考慮DSP芯片資源的角度來說，卻不希望計算中斷的頻率太高，因為頻率越高在中斷ISR里可執行的代碼就越少，可能會造成環路計算的代碼不能夠在一個計算中斷周期里執行完，對于實時性要求不太高的中斷可以采用分拍進行。同時，計算中斷頻率的選擇還需要考慮DSP AD采樣轉換的時間，需要保證在一個計算中斷周期里能完成一個完整的采樣序列，這也會限制計算中斷的頻率不能太高。

另外，也需要考慮在環路控制的前向通道和反饋通道的一些固有響應延時，比如功率元件響應延時、低通濾波器的延時等，計算中斷周期應該大于“這些環路響應延時+AD采樣轉換時間”，因為如果計算中斷周期比這個時間和小的話，計算頻率太高也沒有什么意義。

3.軟件算法實現

1）電壓單環（VMC）框圖如下，對輸出電壓進行AD采樣，于給定電壓進行比較后得到誤差值經過2p2z的補償器算法之后修改周期值，保證輸出電壓的穩定。

拓撲控制框圖

VMC控制框圖

2）電壓外環+電流內環（ACMC）的模式

ACMC拓撲控制框圖

ACMC LLC控制框圖