反激式拓撲結構

可供選擇標準功率轉換器拓撲結構有很多種，他們各有其優點和缺點。比如低功率、簡單性、隔離度、輸入和輸出文波電流以及低成本等因素做了謹慎的思考后。選擇啦反激結構。

下面上圖.

反激拓撲結構圖！

控制方法

電壓模式控制已經被電流模式控制所超越。這是因為電流模式控制能夠對線路輸入電壓變化立即做出響應，并為開關器件提供啦過流保護。傳統的峰值電流模式控制將進過放大的輸出電壓誤差與初級電感器電流信號進行比較。把UCC3809脈沖調制器（PWM）用作控制器，經放大的輸出電壓誤差與初級電感器電流的斜率坡相加，并與一個1V門限進行比較。內部電流控制環路包含一個小的電流檢測電阻器，用于檢測初級電感器的電流，該電阻器將此電流波形變換為一個電壓信號并直接送至初級測PWM比較器中。內部環路用于確定針對輸入電壓變化的響應。外部電壓控制環路負責將輸出電壓的一部分與一個位于次級側誤差放大器輸入端上的基準電壓進行比較。這個經過分壓的輸出電壓用于驅動UC3965中的誤差放大器的反相輸入，然后驅動一個內部反相輸出緩沖器。由此產生的輸出接著驅動一個光耦器。

光耦輸出也被直接反饋到初級側PWM比較器。當輸出電壓上升到高于期望電平時，繼續驅動光耦。從而迫使PWM比較器關斷至開關元器件的柵極驅動電壓。該外部環路確定啦對于負載變化的響應。峰值電流模式控制所需要的補償比較簡單。并擁有逐個脈沖電流限制功能和更好的負載電流調節性能、、，由于次級電流已經相當大，英雌選擇連續導通模式（CCM）。不連續模式的初級和次級RMS電流有可能高達CCM的2被。不連續導通模式將需要采用一個比較高額定電流的晶體管。由于輸出紋波電流比采用不連續導通模式時要小，因此輸出電容器比較小。

最大占空比和匝數比

既然決定啦拓撲結構（反激式）和控制方法（峰值電流模式控制）下一個要做的就是決定最大占空比DMAX應該取多少？占空比是Q1（拓撲結構圖）的接通時間與總周期之比，即：D=TON/T。在CCM反激式轉換器中，最大占空比將決定變壓器的匝數比，并且影響到開關元器件上所承受的最大電壓應力。對于本設計而言，選擇的是45%的最大占空比。如果對加以限制，那么可供選擇的控制器IC就要多些，因為目前市面上得許多同類IC都有百分之50的最大占空比限值。

 CCM反激轉換器的DC轉移函數為：

式中，VO等于輸出電壓（5V)

           VD=整流器D1兩端的正向壓降，假設為0.8V

           VIN=32v至72V        VIN(min)=32V

           Vrds(on) =MOSFETQ1兩端的導通壓降，等于RDS(ON)*I(PRIMARY)假設為1V

           N=匝數比，等于NP/NS

           NS=變壓器次級匝數

           NP=變壓器的初級匝數

           D=占空比

開關頻率

人們傾向于采用盡可能高德開關頻率，因為這樣一來磁芯元件和濾波器將會比較小。很不辛德是，這一判斷并不是那么得清晰明確。磁芯損耗，柵極電荷電流和開關損耗將隨著開關頻率的提高而增加，峰值電流則隨著開關頻率的下降而增大，必須在元件的尺寸，電流水平和可接受的損耗之間尋求某一折中值，另外與其他系統的同步和兼容性也科恩那個是決定性的因素。對于本設計來說，選擇的時一個70KHZ的固定頻率（FSW）。在DMAX=48%,TON(MAX)變為6.9US

繼續

變壓器設計

反激變換器中的變壓器實際上市具有多個繞組的耦合電感器，變壓器提供耦合和隔離。而電感則是提供能量存儲，存儲電感器空氣隙中的能量等于：

E=LP*(IPEAK)^2/2

式中，E的單位為焦耳，LP為初級電感量（單位為亨利）而IPEAK為峰值初級電流（單位為：安培）當開關導通時，由于變壓器的點配原因，D1被施加了反向偏置。在次級繞組中沒有電流，初級繞組中的電流以一個由上式給書的斜率持續上升

式中的VIN(min) 和 VRds(on)是事先確定的，而△T在VIN（min)的條件下等于Ton(max)此時，輸出電容COUT負責提供所有的負載電流，由于轉換器工作在連續導通模式，因此△IL 是電感器電流的變化，在發生變化時變現為一個正斜率斜坡。當初級接通時，由于仍有電流一流在次級繞組中，因此存在階躍。當開關關斷時，電流流過次級繞組和D1（在發生變化時變現為一個負斜率斜坡）從而對COUT進行在充電并直接向負載提供應電流。

根據上式，如果已知一個可接受的電流紋波△IL，則可計算踧踖電感，對于本設計△IL被設定為峰值初級電流的1/2。對于CCM反激設計，峰值初級電流根據下式來計算：

用1/2（IPEAK）替代△IL，用10A替換IOUT(MAX)用0.48替代DMAX，并用5來替換N，可以計算出峰值初級電流為5.16A  △IL為2.58A，階躍波形上得斜坡的平方根（RMS)電流由

 來計算！

 利用3式計算而得的LP約為80UH。考慮到成本因素和70KHZ的開關頻率，磁芯材料選擇啦PHILIPS提供的錳鋅鐵體3C85。由于僅在B-H平面的一個象限中驅動電感器（稱為反激式變壓器）故而在反激設計中需要一個較大的磁芯。因為該轉換器以一個相對較低的頻率工作于連續導通模式，所以最大峰值磁通密度BMAX受限于飽和磁通密度BSAT在全面考慮各種因素的情況下，由下式來準確的計算出最小磁芯尺寸：

式中AP+磁芯面積乘積（單位：CM4）

K=繞組因數，對于連續模式反激結構等于0.2

Bmax≈Bsat，即0.33特斯拉（對于3C85材料，在100℃時）

 最小初級匝數由下式決定：

根據計算結果以及預訂的匝數比，即可確定次級匝數，當匝數比為5而NP等于20時，NS的計算值為4.

存儲于反激變壓器中的能量實際上存儲在磁芯的空氣隙中。這是因為鐵氧體材料的高磁導率注定了它沒能存儲大量的能量就發生飽和了，通過增加氣隙，實際上將使磁性材料的磁滯曲線傾斜，從而需要高很多的磁場強度來使磁芯飽和，氣隙的尺寸采用下式來計算：

 上式中，氣隙是以厘米為單位，UO磁導率（等于4∏*10^-7H/M）,UR是填氣隙材料的相對磁導率（在本設計中，填隙材料是空氣，故UR等于1）,該氣隙的此存的計算值為0.043CM并且均勻的分布在EFD30磁芯的中心柱和兩個側柱之間。

初級繞組的兩股并聯的21AWG磁導線，第一層靠近磁芯卷繞，第二層則纏繞在次級繞組之上。次級繞組由4股并聯的18AWG磁導線組成，并填充一層以實現最大耦合。

當采用80μH的初級電感和48%的最大占空比時，意味著轉
換器將不會在整個工作范圍內都處于連續模式控制，這是由
于 (9) 式所表示的關系所致。