通常設計的驅動電路,多為采用脈沖變壓器耦合,優點是:結構簡單,適用中小變換設備上.缺點是:不適用大型設備上的大功率M0SFET或IGBT器件,而且存在波形失真,容易振蕩,尤其是脈沖變壓器耦合不良漏感偏大時更為嚴重,抗**與抑制誤觸能力低.這是一種無源驅動器,而高頻大功率器件M0SFET與IGBT,宜采用有源驅動器.

    通常保護電路,利用互感器實現電流--電壓的比值轉換,信號的電平高于穩壓管穩壓值輸入PWM芯片的保護腳截止振蕩工作的保護方式.這種電路的缺點是:響應速度慢,動作遲緩,對短路性電流增長過快下,可能來不及動作.

    而采用電子高速檢測保護電路,則過流動作響應速度極快,可靠性高,效果好,是一種理想的保護電路,克服了利用互感器的一些不足.

    驅動電路(電壓型):

    如圖1所示:圖1(a)適合于低頻小電流驅動.當控制信號Vi為高電平時,V1導通,輸出Vo對應控制的開關管(IGBT)導通;當控制信號Vi為低電平時,V2導通,輸出Vo對應控制的開關管(IGBT)被關斷.

    圖1 驅動線路(電壓型)

    圖1(b)采用場效應管組成推挽電路,其工作原理同圖1(a),這種電路高頻峰值驅動電流可達10A以上,適用于大功率M0SFET或IGBT.

    電子高速檢測保護電路:

    如圖2所示:在正常工作時,V2導通VDS處于低電平,A點電位通過D2回流至D點,因為漏極處于低電位,所以A點也處于低電位狀態,不對V1產生偏置構成對V2的影響.

    圖2 電子高速檢測保護電路

    當M0SFET過流時,漏極電壓VDS迅速上升, D2承受反向電壓截止,由R1 、C1的充電作用,A點電位開始升高,直到使V1導通,將G極電位下拉接近0V,從而使M0SFET可靠關斷而處于截止狀態,限制了過電流.R1 、C1有兩個作用,其一是當FET的柵極加速向偏置信號使其導通瞬間,C1瞬間短路,保持V1的截止狀態,以至不影響FET的開通,當C1充電電壓上升時,還沒到V1開通,FET已經開通,由D2的作用,使A點箝位, V1始終不開通,FET正常工作.其二是當FET過流時,VDS迅速上升,D2立即反向截止,A點電位開始積分延時,當積分到V1開通時,FET截止,這段時間為保護動作時間,是由R1和C1的參數決定的.這種過電流保護電路可以在0.1μS級的時間內將過電流FET關斷.圖中D2選用高壓超快恢復型二極管, D3選低壓超快恢復型肖特基二植管,可消除D4穩壓管存在較大結電容形成電荷位移電流對V1的影響.

    3.驅動保護二合一電路

    將上述的驅動電路與保護電路結合起來,兩者功能將一體化,是本線路的獨到之處.實用電路如圖3所示:

    3.1實用驅動保護二合一電路

    圖3 驅動保護二合一電路

    圖3適用于低頻小功率驅動,如果將雙極型NPN與PNP三極管換成N溝道與P溝道大功率場管后就可形成高頻大電流驅動器.

    圖中不采用光電耦合器作信號隔離而用磁環變壓器耦合方波信號,簡單而且不存在光電耦合器的上升下降波沿,光電管速度不可能過快,變壓器傳輸可獲得陡直上升下降波沿,幾乎沒有傳輸延時.使用高頻大功率的MOSFET驅動器,無論使用何種器件(VMOS或IGBT),都能獲得很好的效果.

    本電路驅動速度快,過流保護動作關斷快,是比較理想的驅動保護二合一實用電路.

    采用肖特基管的驅動保護電路

    圖4 肖特基管的驅動保護電路

    如圖4所示:圖中D4選用高頻低壓降肖特基管,用于V1的抗過飽,減小存儲時間提高關斷速度.D2用超快恢復二極管.其工作原理:C1對開通瞬間不能突變,有兩個作用:一是方波高于ZW穩壓值使V1基極偏置而導通,經R5與D3對FET驅動導通后漏極處低電平D2導通箝位,V1的偏置回路維持導通,電容C1始終處于低電平.當發生過流時,VDS迅速上升,ZW低于穩壓值將失去導通回路V1將截止.二是R3與C1形成積分延時,并且C1可通過R3在負半周的負電位而更加可靠地開通V1.

    3.3增加軟關斷技術的驅動保護電路

    對于IGBT器件增加軟關斷技術的電路如圖5所示:

本文是轉帖，目的是拋磚引玉。在以SG3525為核心的逆變驅動小板上增加此保護電路，可不用取樣電阻。正弦芯大師也成功運用，只可惜沒有電路圖。希望大家能設計出應用電路圖，共同探討，分享！