電感量太小會造成儲能能量不夠,使電感在一個周波還沒結(jié)束能量就已經(jīng)放完,結(jié)果在原來的連續(xù)工作模式進入到斷續(xù)工作模式,導(dǎo)致輸出能量減小而帶不起負載

謝謝周工!另外還有個問題請教您:按照BUCK 電路公式:VO/VIN=占空比(工作在連續(xù)模式),但是我在實際電路調(diào)試中,不斷加大負載(E-LOAD電流逐漸加大)發(fā)現(xiàn)占空比也隨之變大!可是我的輸入和輸出電壓都不變呀?難道VO/VIN=占空比錯了嗎?如何解釋呢?

彌補線路壓降.

這是固有的正常現(xiàn)象

這個解釋的確好,謝謝!假如我們設(shè)想線路沒有損耗的理想狀態(tài):是不是在逐漸加大E-LOAD ,占空比是不變的!!是這樣的嗎?現(xiàn)實中看不到這個現(xiàn)象.因為線損導(dǎo)致真正加到電感的VIN 在減少.

您說的固有的現(xiàn)象?那是什么因素導(dǎo)致這個現(xiàn)象的呢?請教您了.另外還有個問題請教:1.在同步整流BUCK 中,有連續(xù)模式和斷續(xù)模式,它們是隨著負載電流(或者說是負載的輕重)自動轉(zhuǎn)化的嗎?電路自己根據(jù)負載的輕重來自動調(diào)整的嗎?

2.連續(xù)模式轉(zhuǎn)化成斷續(xù)模式,電感電流在OFF期間有流向負載→零點→再從負載流出,隨后ON周期來了,這時電感電流不能突變,仍然保持再從負載流流出,但由于ON期間下管MOSFET是關(guān)閉的.難道電流將逆向同過上管MOSFET流向電源?是這樣的嗎?

請幫小弟釋疑,提前謝了!

buck的輸出電壓推導(dǎo)可以在任何一本講述開關(guān)電源的書上看到,我就不贅述了.但是請注意,其推導(dǎo)的前提,是將所有的元件理想化為前提的.
實際上,開關(guān)管有開關(guān)損耗、通態(tài)損耗、驅(qū)動損耗,磁性元件有磁滯損耗、渦流損耗,整流二極管也存在開關(guān)損耗、通態(tài)損耗,電容器也有損耗(ESR/ESL通常引起相位變化,故而用損耗角正切來評估),線路電阻……非理想的地方太多太多了.另外需要注意的是,在推導(dǎo)時僅僅根據(jù)占空比來進行假設(shè),忽略了負載的復(fù)雜性,所以這種推導(dǎo)實際上更貼近于電壓型控制系統(tǒng).當(dāng)負載電流變化時,電源需要在后續(xù)的數(shù)個甚至數(shù)十個周期內(nèi)才能逐漸適應(yīng).所以電壓型控制電路的動態(tài)特性較差,因為其控制模型中是沒有反應(yīng)負載的元素的.負載電流增加后導(dǎo)致輸出電壓下降,這時電感的正向伏秒(Ton)(實際上是兩端電壓的積分)與負向伏秒(Toff)不等,正向伏秒要大于負向,所以電感電流會增加.當(dāng)增加到同負載相同時正負伏秒相等,電流不在變化達到新平衡,反饋電路的存在能夠加速這一過程,負載減小同上.
同步整流是利用受控開關(guān)來模擬二極管整流的一種實用技術(shù).其實現(xiàn)方式有很多種,各有特點,比如有的線路簡單,有的效率高,有的成本高,有的使用范圍寬廣等.所以連續(xù)或斷續(xù)之間是否處理,以及如何處理是受實現(xiàn)方式?jīng)Q定的,而不是同步整流這一概念本身定義的過程.怎么處理看需求以及能夠承受代價.
當(dāng)斷續(xù)時,粗糙控制的同步整流是會有回流的,并且一定程度上影響效率,但是并不是很嚴(yán)重的事.因為需要用到同步整流的地方,很少有輕載到不連續(xù)的時候.如果經(jīng)常不連續(xù)那就沒必要同步整流,或者設(shè)計成連續(xù)的.
就好比載重車胎會費油一樣……沒有人會把它裝到轎車車上.

謝謝“楚天”精彩的回答!

負載電流增加后導(dǎo)致輸出電壓下降,這時電感的正向伏秒(Ton)(實際上是兩端電壓的積分)與負向伏秒(Toff)不等,正向伏秒要大于負向,所以電感電流會增加.當(dāng)增加到同負載相同時正負伏秒相等,電流不在變化達到新平衡,反饋電路的存在能夠加速這一過程,負載減小同上.

您的這番話非常細節(jié)地展示出,BUCK電路自動穩(wěn)壓的過程.使人受益菲淺.
到了最終的穩(wěn)態(tài):請問這時的占空比和負載變化前的占空比有變化嗎?
比如:調(diào)整前負載1A
     調(diào)整后負載2A
條件:1.BUCK 工作在連續(xù)模式 2.一切非理想狀態(tài)(為了便于理解和建立分析的信心).

3.如何占空比不變化,那么就會看到這么一個現(xiàn)象:BUCK 工作在連續(xù)模式,負載需要多大的電流,電源就給出多大的電流,占空比卻不會變化!現(xiàn)實生活中看到的占空比變化是 因為彌補線路損耗的原因.

4.按照您講的,即使沒有反饋回路,我們?nèi)藶榈貙WM 固定在負載變化前的狀態(tài),負載變化(比如1A→2A),開是瞬間電壓會拉低,經(jīng)過若干個周期,輸出電
壓會慢慢回到負載變化前的電壓VO,理論上是這樣的嗎?我們忽略所有一切非理想的東西.小弟剛接觸DC-DC ,望高手指點指點.謝謝您!

如果是實際的BUCK電路,在開環(huán)時(恒占空比)接入負載會使得輸出電壓降低.有興趣你可以試試,很容易做.
當(dāng)閉環(huán)時(只有閉環(huán)了,占空比才會相應(yīng)負載變化)加載后,雖則負載的增加,占空比是逐漸加大的.
3.占空比實際上并不全是彌補線路損耗,電源中還有許多非損耗性的占空比損失,這部分也是不容忽視的.比如在FB-PS-ZVS電路中的諧振電感環(huán)流導(dǎo)致的占空比損失.各種復(fù)位電路所損失的能量也需要在占空比上有所體現(xiàn).但就BUCK而言,占空比確實是為了彌補線路損耗的多一點.電感上的損耗往往被忽略,其實它的直流阻抗一般都是幾十毫歐以上,PCB的銅阻也是不小的,只不過其表面積大,熱量不積累所以我們注意不到罷了.尤其注意的是,對于輸出電壓恒定的恒壓源,線路阻抗(阻性)的耗散功率同輸出電流的平方成正比,而輸出功率同輸出電流程正比.可見隨輸出電流的增大,損耗遠遠快過輸出功率的增加,不過因為損耗所占比例很小,在初始階段不明顯罷了.
你可以找一些知名廠家的電源輸出功率同效率的曲線看看.
這個曲線逐漸上升到最高點后下降的.這是為什么呢?前部分的輸出是由于線路本底消耗導(dǎo)致的.隨著輸出功率的增加,本底消耗所占比重逐漸下降而使得效率呈現(xiàn)上升趨勢.這個時候雖然損耗也會隨著輸出功率的增大而增大,但是在總輸出功率中所占的比重卻是減小的.當(dāng)再往后邊由于輸出功率的組件增大,損耗會迅速增加此時他的增加速度會超過輸出功率的增加使得曲線呈現(xiàn)下降趨勢.而且下降的會很快.
4,微觀上看是會慢慢回升的,但是回升的比較有限,因為電感也是有ESR(等效阻抗)的.這個回升的速度取決于電感量.電感量越大,這個回升越慢.所以一些高速動態(tài)電路都是用非常小的電感.當(dāng)然這種高速電源的頻率也都很高.因為開關(guān)頻率高了,其閉環(huán)控制帶寬才能高,反映才能迅速.在同樣頻率下我們可以采用小電感大電容或者打電感小電容的配置,但是如果是告訴電路,一般都會采用小電感配置.因為反饋換再快也趕不上負載的變化(比如CPU),這個時候一個足夠優(yōu)質(zhì)的電容會是一個非常優(yōu)秀的電壓源,能夠迅速的提供給負載足夠的電流(負載迅速增加)或者迅速的接納電感的電流(負載迅速減少).而電感比較小則使得其電流迅速達到新的平衡.電感如果非常非常大,將會使反饋環(huán)很難受的.尤其是電壓型控制.
這里就涉及到一些控制方法問題了.應(yīng)該屬于控制理論那邊研究了.我底子不好這些說不明白.就不誤導(dǎo)你了.
對于電流型控制情況會好很多.因為電流型的控制環(huán)路的帶寬比較寬,其對負載的跟蹤能力很強.這里邊涉及到輸出濾波電感,這個電感的存在使得迅速增加的占空比總要“積攢”足夠的“伏秒”使得電感的電流增加到同輸出差不多.在積攢的過程中,還要控制好,不能太多,也不能太少.少了會很慢,多了又容易過壓.這個里邊呢,因為LC是個二階系統(tǒng)所以比較麻煩.
如果是電流型控制呢,那么實際上調(diào)制的是電感的電流,不管電感量是多少,只要電感電流達到要求就關(guān)斷,這樣我們就可以不管電感的大小,而只關(guān)注輸出電流了.而對流入電容的電流積分恰好是一條斜線這里邊用一階系統(tǒng)就足夠補償了.至少省掉一個惱人的電感,系統(tǒng)中的電抗性元件只剩下電容了,就好做多了,不是么?
當(dāng)然電流型控制的也有不足的地方.你以后深入學(xué)習(xí)就知道了.
每種拓撲都有他的優(yōu)勢與劣勢,每種控制方法都有他所適應(yīng)的拓撲與應(yīng)用.討論拓撲的得失意義不大,做開關(guān)電源,最要緊的是扎實的了解每種拓撲的優(yōu)缺點,有選擇性的應(yīng)用,根據(jù)需求來確定拓撲以及控制方法.包子、餃子和打鹵面的原料是差不多的.

4,微觀上看是會慢慢回升的,但是回升的比較有限,

我注意到了您上貼說的一句話:“反饋電路的存在能夠加速這一過程”“加速”這個詞表達非常精準(zhǔn)!讓人震撼.在固定PWM情況下,開環(huán)狀態(tài):如果不考慮“非理想”因素比如:銅阻,ESR ..等等一切損耗.一切都是理想的(這樣考慮是為了分析簡單,就象集總電路模型一樣),經(jīng)過幾個或者幾十個震蕩周期,VO會到負載變化前的那一狀態(tài),這個結(jié)論由:ON周期和OFF周期伏秒積必須相等方程得出.ON周期伏秒積=OFF周期伏秒積.這是個開關(guān)電源大廈建立的“基石”.
如果引入反饋電路,將加速穩(wěn)定時間.幾十個震蕩周期暫穩(wěn)態(tài),縮短為一兩個震蕩周期就使電路達到新的穩(wěn)態(tài)而適應(yīng)了負載的變化.反饋電路通常為一個運放的積分電路,當(dāng)輸出電壓降低,分壓取樣后小于基準(zhǔn)電壓,運放輸出就是對這個電壓差進行積分,反饋輸出(運放輸出)增大,迫使PWM 加大,加快正向伏秒(Ton)(實際上是兩端電壓的積分)與負向伏秒(Toff)不等,正向伏秒要大于負向,相比固定的PWM ,電感電流會更快增加!VO重新上升回到負載變化前的狀態(tài).由于反饋電路引入,這個上升回到VO時間將大大縮短.當(dāng)達電壓第一次回到VO的時刻(我認(rèn)為這個時刻還不是平衡狀態(tài),運放輸出電壓因積分環(huán)的存在,不能因為輸出到達VO 就立即下降.只是在這個時刻運放輸出不再變化(或者說變化率為0,積分電容沒有充電電流,取樣電壓和基準(zhǔn)電壓相等呀).既然反饋輸出不立即下降,也即使PWM仍然保持“增大”(較負載變化前),輸出將第一次超過VO ,這將導(dǎo)致取樣電壓大于基準(zhǔn).運放輸出由此將反向積分.積分電容放電,反饋輸出(運放輸出)下降,PWM在增大的基礎(chǔ)上開始減少.逐漸回到負載變化前的狀態(tài).所有這些變化的非常快,都是在微妙級別就完成,但我堅信這個過程是存在的.

對于負載加重,有反饋環(huán)的情況:
負載加重→VO↓→PWM↑→VO↑→VO第一次回到原態(tài)VO →PWM停止上升(但VO還繼續(xù)上升,因為PWM停止變化時刻,新的平衡并未完全建立)→隨后PWM回落→輸出下降漸回落到原態(tài)VO.

對于負載加重,無反饋環(huán),固定PWM 的情況:
負載加重→VO↓→正向伏秒要大于負向,電感電流會增加→VO上升回到VO .
如果電感量大,這個過程將是漫長的.不能適應(yīng)快速負載的變化.
上面都是在忽略一切非理想因素的分析.

對于象您這樣的高手來說,也許這些都不必要來考慮,對于小弟而言,剛剛踏進電源世界的大門,痛苦而幸福地思考著,渴望行家的指點....

微觀過程是這樣的.不過你前面對反饋環(huán)的說法有些不精確.反饋環(huán)要看是什么類型的.就PI來說的確如你所述,會有過沖,也就是積分環(huán)節(jié)在輸出達到參考后還繼續(xù)起作用倒是輸出會增加,然后P環(huán)節(jié)會反過來和I較勁,使得這個過沖減小,到最后……也是不能消除微觀誤差的……因為負反饋系統(tǒng)就是依賴誤差進行調(diào)解的.如果積分環(huán)節(jié)過大會導(dǎo)致較高的延遲以至于這種反復(fù)過沖的時間過長、幅度過大對系統(tǒng)產(chǎn)生影響.而PID系統(tǒng)則在此基礎(chǔ)上引入了微分環(huán)節(jié),所謂微分環(huán)節(jié)其實就是看輸出電壓的變化率.
還是沿用前面的假設(shè),buck負載突然變大的情況,我們簡說一下PID的控制過程.
負載突然變大導(dǎo)致VO隨之降低,這時最先起作用的是電感的伏秒積分被破壞,出現(xiàn)正的伏秒積分使得電感電流會逐漸增加.然后比例環(huán)節(jié)(P)將誤差電壓放大送入pwm發(fā)生器迫使Ton增大,加速電感的電流增加.積分電容的作用是對誤差電壓進行積分,使得非常微小的電壓誤差(這個誤差小到即使經(jīng)過比例放大后也無法影響PWM,這種非常小的誤差稱為穩(wěn)態(tài)誤差.非常小只是相對的,未必會對輸出沒有影響,所以要消除)經(jīng)過一定時間的積分后影響到PWM,進而消除穩(wěn)態(tài)誤差.既然它是應(yīng)對非常小的穩(wěn)態(tài)誤差的,那么我們就不希望它受到大信號的干擾,而實際上卻不是這個樣子.當(dāng)誤差信號比較大的時候(負載突變)積分電容上會迅速積累起很高的電壓疊加到PWM上,使得PWM與實際需要的相比得到了過于劇烈的提升,這雖然能夠加速誤差的消除,但是在誤差消除的那一刻,恰是積分電容輸出最高的時刻,這是雖然比例環(huán)節(jié)因為誤差為0而無輸出但是由于積分電容上積累的大量電荷使得反饋部分仍舊輸出非常高誤差電壓使得PWM仍然超過負載所需要的Ton,這將要導(dǎo)致輸出電壓超過參考電壓,實際上是過分補償,是有害的.同樣的,當(dāng)過補償存在時,比例環(huán)節(jié)會將這個過補償所產(chǎn)生的誤差電壓疊加到補償電路的輸出上,迫使PWM減少Ton,而積分電容也會緩緩放電,直到下次輸出電壓與參考電壓重疊,比例輸出回零,而積分電容可能仍舊會存有少量電荷導(dǎo)致系統(tǒng)并不能在這一點穩(wěn)定而是會有少量的輸出回落,然后繼續(xù)調(diào)整……看起來有點震蕩.實際上要控制好阻尼系數(shù),使得輸出電壓與參考電壓的誤差呈現(xiàn)越來越小的情況.這就是說要控制好積分電容的荷電量,積分時間過長則調(diào)節(jié)緩慢,容易導(dǎo)致震蕩,同時積分周期可能同其他環(huán)節(jié)諧振干擾導(dǎo)致問題惡化,過短則調(diào)節(jié)不明顯.
在說說微分環(huán)節(jié),微分實際上就是在分壓電阻(或vo)與誤差放大器的反向輸入端之間的電容.可見,當(dāng)輸出電壓在迅速跌落的時候,微分環(huán)節(jié)會使誤差放大器的反向輸入減少,加速PWM的Ton增加.但是當(dāng)輸出電壓迅速增加的時候呢?微分電容會增加輸入到反向輸入的電流使得誤差放大器的輸出得到一定程度的削弱,當(dāng)vo與參考逼近的越迅速,則微分輸出越大,迫使的Ton增量減小.一定程度上會抑制過于快速的Ton增量.實際上微分能夠抑制前面積分環(huán)節(jié)帶來的超調(diào),也就是說當(dāng)誤差產(chǎn)恰好消除的時候,積分和微分的輸出符號是相反的.
現(xiàn)在再來看看從誤差產(chǎn)生到消除的過程:
Vo跌落,比例環(huán)節(jié)(誤差放大器的直流放大系數(shù))會將Vo與Vr(參考電壓,表征預(yù)期的輸出電壓)的差進行放大,以控制PWM的Ton來迫使輸出的電壓Vo逼近Vr.這一過程是迅速存在的.但是單純的比例環(huán)節(jié)無法解決Vo與Vr相差較小的時候所產(chǎn)生的穩(wěn)態(tài)誤差(這個同運放的輸入失調(diào)有關(guān)系,尤其是輸出電壓同電壓基準(zhǔn)IC的相差越多,這個誤差越大,感興趣的朋友可以想一下為什么會這樣.).因此又引入了積分環(huán)節(jié),將比例放大不敏感的微笑誤差進行積分,積累到足夠的程度時改變一下輸出的PWM.比如不改變的時候輸出低10mV,那么積累幾到幾十個周期后使輸出Ton增加,導(dǎo)致輸出過正常的10mV,那么宏觀上這個電源的平均值輸出就是無誤差的.不過微觀上總是有微小的起伏波動.如果負載很緩慢,很平滑,那么上面的電路會工作的很好,可惜電源只是服務(wù)型的單元,無法決定負載類型.當(dāng)侍者碰到挑剔的顧客時,就要提高自身的素養(yǎng)了.于是又加入了微分單元,以應(yīng)對迅速變換的負載類型.微分電容將輸出電壓的增量引入反饋環(huán)接,當(dāng)輸出電壓有增加趨勢時,微分將抑制Ton的增加,當(dāng)輸出電壓的增加趨勢非常高的時候抑制也將更加劇烈,這樣做的好處是能彌補積分所帶來的過沖問題,使得微觀上的Vo與Vr相差不太大但是會延長跟蹤的時間.但是微分與積分又同時帶來了新的問題……一旦他們的相位與增益滿足條件……電源就會震蕩……這個條件還真就比較容易滿足的.所以有時候,為了抑制他們的害處,調(diào)試工作是很大的.因為電源在不同負載下的傳遞特性相差很多,所以在某些時候穩(wěn)定的I/D參數(shù)可能在別的工況下發(fā)生震蕩.這就是為什么大的電源公司總是要求對電源的穩(wěn)定裕量進行精確控制.這樣做能夠有效提高電源的可靠性,而小公司往往忽視這個過程,僅僅是幾個功率點的恒功率不震蕩就認(rèn)為OK了.實際上,在電源的工況中,過壓、欠壓、負載波動、器件老化、脈沖干擾等等因素都有可能使穩(wěn)定的電源產(chǎn)生震蕩.好的電路是讓這個電路能夠使震蕩衰減,最終消失.測試這樣性能并進行計算、修正需要較高的技術(shù)水平與很大的設(shè)備投資和工作時間增加,這也是大廠電源成本較高的一個因素.設(shè)計不規(guī)范的電源,可能樣品沒有問題,但在批量生產(chǎn)中乃至使用一段時間中會有非常高的故障率同這個因素也有關(guān)系.
實際上上面介紹的是工業(yè)控制中最常見的PID控制方法.我講的比較粗陋,有錯誤的地方希望能夠有高手指出,使我能夠得到學(xué)習(xí)提高,也避免因為錯誤而誤導(dǎo)更多的朋友.

楚天說的不錯
有沒有PID相關(guān)方面的資料
麻煩傳一兩個看一下
不知道方便不

細節(jié)決定于水平,“楚天”如此詳細的解釋讓人看得熱血沸騰!尤其是自己閉門苦思結(jié)論:單純靠積分調(diào)節(jié)會有“過沖“,從“楚天”言論中得到認(rèn)證,真讓人激動激動!.因為這是沒有參考書的情況下,完全是我自己琢磨,推想出來的呀.(受現(xiàn)實環(huán)境限制,沒有條件做實驗去驗證自己的設(shè)想,哎...)

不必如此,大家都是從不會的時候過來的.我把這些東西寫出來,對自己也是一個總結(jié),希望能夠幫助到你就好.

關(guān)于PID方面的書籍我看過一些,不過不是電子版的,不好上傳了.
我記得前面有朋友發(fā)過反饋環(huán)設(shè)計的資料,可以找找看.

您好,楚天大師:  "尤其是輸出電壓同電壓基準(zhǔn)IC的相差越多"這句話怎么理解? 請您講的通俗一點好嗎?

但是單純的比例環(huán)節(jié)無法解決Vo與Vr相差較小的時候所產(chǎn)生的穩(wěn)態(tài)誤差,:就象是運放電路的"虛短"概念,同相端電壓只能是和反相端電壓無窮地接近,永遠也不可能真正意義上的相等.因為輸出這是靠這個"無窮小"的誤差來維系的! 因此,沒有引入積分環(huán)【目的是:通過電容積分,讓這個"無窮小"的誤差,只要長時間存在的話,就會不斷"積累"以形成大的后果(不知道用什么詞來表達),積分:就是對過去存在的總結(jié)及后果的宏觀的反映】,就不可能使輸出"真正"意義接近參考電壓.沒有引入積分環(huán)的話輸出和參考電壓始終有個"微小"的電壓差.也就是這種設(shè)計電壓輸出精度不夠.當(dāng)然,引如積分環(huán)會有"電壓過沖"和跟蹤時間長,就象您詳細的分析.任何事物總是兩面性的..,就要看你如何取舍了.

另外,我將線性電源和開關(guān)電源作了個類比,發(fā)現(xiàn)了一些相似之處:

線性電源:輸出控制信號是電平,
開關(guān)電源:輸出控制信號是占空比PWM.
可以將對線性電源控制方法思想類比到對開關(guān)電源中來.
比如:線性電源中,將調(diào)整三極管的基極用穩(wěn)壓管固定,就類似如開關(guān)電源固定的PWM ,對調(diào)整三極管的基極引入負反饋用運放/或者431控制.就類似如開關(guān)電源
反饋環(huán)控制.線性電源引入負反饋同樣也能"加速"調(diào)整作用.比較調(diào)整三極管的基極用穩(wěn)壓管固定(并假設(shè)輸出帶1000UF),就能很明顯的有這個感覺!

尤其是輸出電壓同電壓基準(zhǔn)IC的相差越多....這里我說錯了.實際上我當(dāng)時是考慮運放的輸入失調(diào)的影響,而忽略了一個事實,那就是一般而言,輸出電壓都較參考高所以不需要用運放將輸出放大.實際上上面的話如果在100V的參考電壓與1V的輸出電壓時也還算正確.不過這種情況不會發(fā)生而已.口誤,抱歉啊.關(guān)于運放失調(diào)的影響你單純的比例環(huán)節(jié)無法解決Vo與Vr相差較小的時候所產(chǎn)生的穩(wěn)態(tài)誤差--這里也是因為運放的輸入失調(diào)問題所導(dǎo)致的.受限于半導(dǎo)體工藝問題,在一個硅片上同時集成出較高指標(biāo)的運放、振蕩器、邏輯電路、參考電源、功率管……這些單元是比較困難的.所以一般電源IC的誤差放大器指標(biāo)都不高,輸入失調(diào)也比較大.所以輸出相差也比較多.這是單純比例環(huán)節(jié)無法有效調(diào)整輸出電壓的原因.線性電源與開關(guān)電源的控制信號都不是電平.電平是靜態(tài)分析的說法.實際上負反饋系統(tǒng)是動態(tài)的,不能用靜態(tài)工作點來分析.一般用小信號模型分析會比較好理解電路的工作.線性電源中如果將基極用一個穩(wěn)壓管固定這也是個負反饋電路.你想想,如果這時將輸入電壓升高,輸出電壓幾乎不升高的.而如果對于一個固定PWM的電路,輸入電壓升高,輸出也是會升高的.線性電源(線性穩(wěn)壓電源)本身就已經(jīng)是含有負反饋的系統(tǒng)了.“而基極用穩(wěn)壓管的三極管”其實也是穩(wěn)壓電源,因為他也是有參考電壓,有負反饋的.你可以參考模擬電子技術(shù)的書籍分析一下三極管的共基極工作方式.只不過這樣的電路受限于1、功率三極管的放大倍數(shù)較低2、穩(wěn)壓二極管性能較差導(dǎo)致輸出穩(wěn)壓效果不理想.但是他的確是一個非常非常精簡的一個負反饋控制的穩(wěn)定電壓電源.

楚天大師,晚上好!
的確,線性電源與開關(guān)電源的控制信號都不是電平,我說錯了(周一上班時間偷著給您寫帖,生怕被上司逮著,寫的時候心理有點緊張...哈哈)
如果說:線性電源控制信號是“變化的電平”,
        開關(guān)電源控制信號是:變化的PWM (實際上也是通過反饋環(huán)變化的電平轉(zhuǎn)化而來的).這個觀點你同意嗎?
線性電源和開關(guān)電源這個類似的比較,是看了您反饋環(huán)能“加速”調(diào)整的速度的觀點后想到的.我習(xí)慣將不熟悉的東西和相對熟悉的東西聯(lián)系起來,以求好的更深入的理解不熟悉的事物.

另外:下面這短話是我看了您的“誤差是如何產(chǎn)生又是如何消除的”詳細分析.用自己的理解寫出來的,請您幫助看看,是否正確.看看理解是否有誤.謝謝您:(上貼因上班時間緊張,寫的不夠通順)

但是單純的比例環(huán)節(jié)無法解決Vo與Vr相差較小的時候所產(chǎn)生的穩(wěn)態(tài)誤差,:就象是運放電路的"虛短"概念,同相端電壓只能是和反相端電壓無窮地接近,永遠也不可能真正意義上的相等.因為輸出這是靠這個"無窮小"的誤差來維系的! 因此,沒有引入積分環(huán),就不可能使輸出"真正"意義接近參考電壓.PWM必須靠這個固有的“誤差”來維系,沒有引入積分環(huán)的話,輸出和參考電壓始終有個"微小"的電壓差.這樣就導(dǎo)致電壓輸出精度不夠.【積分的目的是:通過誤差電壓形成積分電流,讓電容積分(也即是讓電容積累電荷),如果這個看似"無窮小"的誤差電壓(也即是實際輸出和設(shè)計的期望值之間的差距)長時間存在的話,就會不斷讓電容"積累電荷"以形成大的電壓去調(diào)整PWM ,如此同時比例控制隨著實際輸出和理想期望值的無限接近逐漸下降,它一定程度會減弱PWM 但此時積分電容的電壓的影響力是占絕對的優(yōu)勢的,占主導(dǎo)影響力.對時間積分:就是對存在的“客觀事物”在時間上的累計,時間上的積累.積分的值的大小:在“客觀事物“的量一定的情況下,反映這個“客觀事實”存在多長時間,】,當(dāng)然,引如積分環(huán)會有"電壓過沖"和跟蹤時間長,比如積分電容較大,調(diào)整時間會加長,會影響電源的動態(tài)特性.

尤其是輸出電壓同電壓基準(zhǔn)IC的相差越多....這里我說錯了.實際上我當(dāng)時是考慮運放的輸入失調(diào)的影響,而......

我明白您的意思了,您是說:因為運放本身存在失調(diào)電壓,失調(diào)電流,以及為運放作為線性放大器用的反饋電阻,以及克服偏置所用的平衡電阻的偏差,,,,等運放固有的“敗筆”引起的放大誤差,[真正放大值+運放本身帶來的誤差] Vs 期望基準(zhǔn)電壓.去控制PWM .即由運放本身帶來的誤差引起的電源精度的問題,是這樣的嗎?楚天大師.

不知道楚天大師今天有沒有時間,幫看看我回的第19 和第20帖子.看小弟理解的對否?大家也幫我看看呀,謝謝啦.

路過,學(xué)習(xí)

這兩天較忙,沒來看.不好意思.

->開關(guān)電源控制信號是:變化的PWM (實際上也是通過反饋環(huán)變化的電平轉(zhuǎn)化而來的).這個觀點你同意嗎?
--電平這個概念并不適合.描述的沒有問題,不過如果還不能夠拋棄“電平”將不利于你后邊學(xué)習(xí).

->但是單純的比例環(huán)節(jié)無法解決Vo與Vr相差較小的時候所產(chǎn)生的穩(wěn)態(tài)誤差,:就象是運放電路的"虛短"概念,同相端電壓只能是和反相端電壓無窮地接近,永遠也不可能真正意義上的相等.
--無窮小在這里并不是一個很恰當(dāng)?shù)谋扔?實際當(dāng)中,單純比例環(huán)節(jié)的誤差是比較大的.因為運放只在DC段才有比較高的增益.

->比例控制隨著實際輸出和理想期望值的無限接近逐漸下降,它一定程度會減弱PWM 但此時積分電容的電壓的影響力是占絕對的優(yōu)勢的
--一旦積分電容的影響力占絕對優(yōu)勢,電源也就不穩(wěn)定了.注意,不論是積分還是微分,都是輔助比例環(huán)節(jié)工作的.就輸出幅度而言,一般不會超過0.2(數(shù)字PID).

->因為運放本身存在失調(diào)電壓,失調(diào)電流,以及為運放作為線性放大器用的反饋電阻,以及克服偏置所用的平衡電阻的偏差,,,,等運放固有的“敗筆”引起的放大誤差
--是這樣的.不過運放這里的問題很復(fù)雜.上面說的還偏重于直流分析.事實上動態(tài)特性才是最難弄得.

實際上要理解好開關(guān)電源的工作過程,除了要好好的理解直流電路的靜態(tài)工作模式外,還要對交流時變電路有了解才可以.從你上面的分析來看,需要多多補充一些交流電路的分析.
基于直流工作點、偏置、電平這樣的靜態(tài)分析已經(jīng)不適用于開關(guān)電源的反饋環(huán)節(jié),所以要避免將新的知識往舊的上面套.這樣不利于迅速建立起新體系.