那我們接著來分析分析，互補式有源鉗位反激的設計。

一、母線電容選擇

在離線應用中，輸入大容量電容器 (CBULK) 的大小應滿足最小輸入交流線路電壓 (VIN(MIN)) 和輸入大容量電容器的最小電壓 (VBULK(MIN))。 由于轉換模式操作，VBULK(MIN) 選擇太低會導致 VIN(MIN) 處的 RMS 電流較高并影響滿載效率，而 VBULK(MIN) 太高會增大大容量電容器的體積。 該等式沒有考慮線路中斷的保持時間要求。

二、變壓器計算

2.1 原副邊匝比

NPS 影響初級和次級開關之間的額定電壓以及變壓器磁芯和繞組損耗之間的平衡的設計權衡，詳細解釋如下：

1、最大 NPS (NPS(MAX)) 受 QL 的最大降額漏源電壓 (VDS_QL(MAX)) 的限制。 在下面的表達式中，?VCLAMP 是高于反射輸出電壓的電壓。 它可以是重載下 CCLAMP 的紋波電壓，也可以是輕空載模式下 QH 被禁用時泄漏能量對 CCLAMP 的電壓過充電。 VO 是輸出電壓，VF 是次級整流器的正向壓降。

2、最小 NPS (NPS(MIN)) 受限于次級整流器的最大降額漏源電壓 (VDS_SR(MAX))。 在 NPS(MIN) 的表達式中，ΔVSPIKE 應考慮任何高于 VBULK(MAX)/NPS 的額外電壓尖峰，這種情況發(fā)生在 QH 處于活動狀態(tài)并在重載條件下以非零電流關閉時。

3、由于高頻變壓器通常是磁芯損耗限制設計而不是飽和限制設計，因此 VBULK(MAX) 處的最小占空比 (DMIN) 更為重要。 較低的 DMIN 會增加 VBULK(MAX) 處的磁芯損耗，因此該約束對 NPS(MIN) 產生了另一個限制。

4、變壓器初級和次級之間的繞組損耗分布是最終考慮的因素。 隨著 NPS 增加，初級 RMS 電流減小，而次級 RMS 電流增加。

2.2 原邊勵磁電感

選擇 NPS 后，可以根據 VBULK(MIN) 下的最小開關頻率 (fSW(MIN))、最大占空比 (DMAX) 和標稱滿載電流下的輸出功率 (PO(FL)) 估算 LM。 KRES 表示等待開關節(jié)點電壓從反射輸出電壓過渡到零的占空比損耗。 KRES 的 5% 到 6% 用作初始估計值。 最小開關頻率 (fSW(MIN)) 的選擇必須考慮對滿載效率和 EMI 濾波器設計的影響。

2.3 原邊匝數

變壓器初級側的匝數 (NP) 由兩個設計考慮因素決定：

1、在最高峰值磁化電流 (IM+(MAX)) 條件下，磁芯幾何形狀的給定橫截面積 (AE)，以及 最高核心溫度。 當 IFB = 0 A 時，例如 VO 軟啟動或升壓負載瞬態(tài)，峰值勵磁電流達到 IM+(MAX)，因為在這些條件下 原邊電流峰值VCST = VCST(MAX)。 IM+(MAX) 可以根據觸發(fā)過功率 OPP 故障的輸出功率 (PO(OPP)) 計算得出，其中 VCST = VCST(OPP1) 在 VBULK(MIN)。 選擇NP后，可以通過NPS計算NS。

2、交流磁通密度 (ΔB) 會影響變壓器的磁芯損耗。 對于過渡模式有源鉗位反激，高壓線的磁芯損耗通常最高，因為在給定負載條件下，開關頻率最高，占空比最小。 以下等式是 ΔB 計算，包括負磁化電流 (IM-) 的貢獻，用于代入 Steinmetz 方程以獲得更準確的磁芯損耗估計。 對于 VBULK ≥ NPS(VO+VF)，IM- 是用 VBULK 除以 LM 的特征阻抗和集總時間相關開關節(jié)點電容 (CSW) 來計算的。 fSW 的表達式是基于磁化電流的三角近似推導出來的，它還考慮了寬交流線路條件下的 IM 效應。

2.4 副邊匝數

NS 和 NP 被調整為最接近的合適整數。 使用新的 NPS，重新計算初級磁化電感 (LM) 以更新參數更改。

2.5 繞組和磁芯材質

不僅通過使用LM和NP設計的AC通量密度（ΔB）的控制，變壓器的核心損耗也可以顯著降低磁芯材料。對于工作在 200 kHz 至 400 kHz 開關頻率（滿載條件下）的轉換器，Ferroxcube 的 3F36 和 TDK 的 N49 等磁芯材料在該頻率范圍內表現出低磁芯損耗密度。 建議初級和次級繞組都使用利茲線，以減少變壓器繞組的鄰近效應和趨膚效應引起的交流繞組損耗。

喝口水，未完待續(xù)~

接著來，

2.6 鉗位電容計算

有源鉗位反激 (ACF) 轉換器有兩種諧振方法，初級諧振和次級諧振，它們會影響鉗位電容器 (CCLAMP) 的設計指南。 對于輸出時π型濾波器，如果 CO1 作為電容較大的輸出端儲能電容，CO2 作為高頻去耦電容，變壓器（LK）的漏感在磁化電感退磁期間主要與 CCLAMP 諧振（ LM）。 這種配置稱為初級諧振 ACF 轉換器。 另一方面，如果CO2在輸出端作為儲能電容，且電容較大，且CO1遠小于CCLAMP反射到次級側的等效電容（CCLAMP/NPS2），則LK主要與CO1諧振。

對于初級諧振 ACF，需要考慮 QH 的導通損耗和關斷開關損耗之間的設計權衡。較高的 CCLAMP 導致流經變壓器繞組和開關器件的 RMS 電流較小，因此可以降低傳導損耗。然而，更高的 CCLAMP 設計會導致 QH 在鉗位電流返回到 0 A 之前關斷。非零電流開關 (ZCS) 的條件會增加 QH 的關斷開關損耗。如果 QH 的關斷速度不夠快，則會加劇這種情況。因此，CCLAMP 需要根據損失屬性進行微調。如果 LK 和 CCLAMP 之間的諧振設計為在 QH 關斷時完成，則鉗位電流應在諧振周期的四分之三左右達到接近 0 A。以下等式可用于設計 CCLAMP，以在 VBULK(MIN) 和滿載時獲得 ZCS。此設計導致 VBULK(MAX) 處的非 ZCS 條件，因為 VBULK(MAX) 處的開關頻率在轉換模式操作中更高。建議使用低 ESR 鉗位電容器以最小化傳導損耗。如果使用陶瓷電容作為低 ESR 電容，還需要考慮 DC 偏置對電容降低的影響。

對于二次諧振 ACF，CO1 用于調整與 LK 的諧振時間以滿足 ZCS 條件，因此大的 CCLAMP 不會損害 ZCS。 此外，在低邊開關（QL)，小CO1同時被負載電流部分放電。 在 QL 關閉并開始諧振后，放電的 CO1 使初始諧振電壓低于 CCLAMP 兩端的反射鉗位電容電壓，這迫使更多的磁化電流輸送到輸出，因此傳導損耗降低，流經 QH 的 RMS 電流減少，并且 初級繞組。

2.7 Cclamp放電電阻計算

RBLEED 用于在 1.5 秒故障延遲恢復時間 (tFDR) 期間將鉗位電容器電壓放電至殘余電壓 (VRESIDUAL)。 轉換器從故障模式恢復后，較低的 VRESIDUAL 會降低流經開關器件各自安全工作區(qū)域內的最大電流應力 (ISHORT(MAX))，即使輸出電壓短路也是如此。 VRESIDUAL 可由目標 ISHORT(MAX) 乘以漏電感 (LK) 和鉗位電容器 (CCLAMP) 之間的特性阻抗來確定。 ISHORT(MAX) 基于 QH 的降額最大脈沖電流或反射到初級側的輸出整流器電流，以較低者為準。 本設計指南適用于初級和次級諧振 ACF 轉換器。 RBLEED 值過低會導致 CCLAMP 過放電，并引入過多的連續(xù)功率損耗，從而影響待機功率。

2.8 輸出濾波器計算

有源鉗位反激 (ACF) 轉換器的大容量輸出電容器，初級諧振 ACF 的 CO1 或次級諧振 ACF 的 CO2，通常取決于從空載到滿載轉換的瞬態(tài)響應要求。 對于負載升壓瞬態(tài)為 ΔIO 的目標輸出電壓下沖 (ΔVO)，最小大容量輸出電容 (CO(MIN)) 可表示為

其中 tRESP 是從應用 ΔIO 到 IFB 降至 1 μA 以下的時間延遲。

輸出濾波電感 (LO) 是次級諧振 ACF 的重要組件，不僅可以過濾 CO1 上的大開關電壓紋波，還可以消除 CO2 對諧振周期的影響。 LO 阻抗、CO2 的 ESR (RCo2) 和最小開關頻率 (fSW(MIN)) 下的 CO2 阻抗之和必須遠高于相同頻率下的 CO1 阻抗，以迫使大部分開關諧振電流流過 CO1。

降低 CO1 (RCo1) 上的 ESR 的一個好處是有助于降低輸出電壓上的開關紋波。另一個好處是降低二次諧振 ACF 轉換器的 CO1 傳導損耗。然而，問題是 LO 和 CO1 之間的阻尼減弱了。如果沒有適當的阻尼，LO 和 CO1 之間的低頻諧振紋波幅度會增大輸出紋波，影響環(huán)路穩(wěn)定性，并影響同步整流器（QSEC）的運行。次級諧振 ACF 轉換器是最脆弱的，因為低電容的 CO1 會顯著削弱阻尼。為了解決這個問題，發(fā)現由 LDAMP 和 RDAMP 組成的串聯阻尼網絡是一種非常有效的將影響最小化的方法。然而，過強的阻尼設計會導致明顯的傳導損耗增加和滿載效率下降。因此，建議 LDAMP 和 RDAMP 應高于理論強阻尼值，如下式所示。盡管阻尼網絡是一個附加組件，但其物理尺寸或占位面積比 LO 小得多，這不僅是因為它的值小，而且還因為小尺寸片式電感的選擇范圍很廣，其繞組電阻可以是免費的 RDAMP。對于具有初級 GaN FET 和聚合物型 CO2 的 45W 二次諧振 ACF 設計，當 0.68-µH 片式電感器與 1-µH 輸出濾波電感器并聯時，在 90-V 交流輸入時滿載效率僅下降 0.15%，在 230-V 交流輸入時的效率差異可以忽略不計。

  反激有源鉗位很難把主MOS做到ZVS吧，

主MOS關斷器件，諧振電流很難做到反向抽走Coss電荷，做到ZVS開通

可以的