由之前帖子分析可知，單重移相對功率的調制簡單易實現，但單變量調制控制靈活性較差，功率的傳輸伴隨著大量的回流功率和較大電流應力，造成系統的傳輸效率不高；在兩側電壓變比不等時，不能實現寬范圍內的軟開關。以下介紹一下雙重移相調制的方法，增加內移相角，新增一個調制自由度，功率控制更加靈活。

雙重移相調制驅動信號占空比仍為50%，同一橋臂上下開關管的是180°互補導通的，一側全橋對角線上開關不再同時導通和關斷而是具有一定的延遲導通角，這個延遲導通角所占比即為內移相比，調制原理波形圖如圖1所示。

圖1中，S1-S8為對應量全橋開關管驅動信號，雙重移相調制顯著特征為兩側全橋內對角線上有開關延遲導通時間為D1Ths，定義D1為內移相比；S1和S5之間延遲開關時間為D2Ths，定義D2為橋間外移相比。上述圖中內外移相比組合條件為0<D1<D2≤1,D1+D2<1，兩側電壓規定V1≥nV2，一個周期內電感電流過零點在t1'和t5'時刻。

依據圖1中的調制原理波形圖，在一個周期內可分為10個工作狀態如圖2。

1）狀態1：t0-t1階段

狀態1如圖2（a）所示，在t0時刻之前，全橋H1側開關管S2和S3導通，電感電流此時負向流過電源。在t0時刻，開關管S3關斷電感電流由于不能發生突變仍為負，電流流過S2和D4，S4ZVS導通。全橋H2側D6和D7處于導通狀態。這一時間段電感兩端電壓為nV2，電流逐漸降低，直到S2關斷為止，此時電感電流可以表示為（式2.21）

2）狀態2：t1-t1'階段

狀態2如圖2（b）所示，在t1時刻，開關管S2關斷且實現ZVS導通，在全橋H1側電流仍為負，D1和D4續流。全橋H2側D6和D7處于續流導通狀態，此時電感兩端電壓為V1+nV2，電流仍在逐漸減小。此階段直到S7關斷為止，這一狀態下電感電流可以表示為  （式2.22）

3）狀態3：t1'-t2階段

狀態3如圖2（c）所示，在t1'時刻，全橋H1側S1和S4零電壓開通D1和D4不再續流，全橋H2側二極管D6和D7關斷，S6和S7導通，此階段電感電壓與狀態2相同為V1+nV2，電流開始正向增大。而在二次側電源存在功率回流，這一個過程中電感電流可以表示為（式2.23）

4）狀態4：t2-t3階段

狀態4如圖2.12（d）所示，在t2時刻電感電流由負變為正。在全橋H1側，電流流過S1和S4與變壓器和電感相連，全橋H2側電流流過S6和D8。此時電感電壓為V1，電感電流仍正向增大。此階段電感電流可以表示為（式2.24）

5）狀態5：t3-t4階段

狀態5如圖2（e）所示，在t3時刻，開關管S6關斷和S5ZVS導通。在全橋H1側，D1和D4續流全橋H2側電流續流D5和D8。此時輔助電感兩端的端電壓為V1-nV2，電感電流增加直到開關管S4關斷為止。此階段電感電流可以表示為（式2.25）

6）狀態6：t4-t5階段

狀態6如圖2（f）所示，在t4時刻，開關管S1關斷S2導通，此時的電流仍為正，全橋H1側電流流經S4和D2與變壓器相連，這使得全H1的輸出電壓Vab此時段電壓為零。電源電壓V1向電容C1充電，而在全橋H2側電流仍續流D5和D8。此階段電感電流可以表示為（式2.26）

7）狀態7：t5-t5'階段

狀態7如圖2（g）所示，在t5時刻，開關管S1關斷且S2ZVS導通。在全橋H1側，電流反向續流經D2和D3流向輸入側電源。全橋H2側，D5和S7導通，此時電感電壓為-負V2，電流仍在減小直到減小到零。此階段電感電流可以表示為    （式2.27）

8）狀態8：t5'-t6階段

狀態8如圖2（h）所示，在t5'時刻，電流開始由正變為負，一次側全橋H1中電流將S2和S3與變壓器原邊、電感和電源V1構成回路。全橋H2中S5和S8與變壓器副邊和二次側負載或電源構成回路。此階段電感電流可以表示為   （式2.28）   

9）狀態9：t6-t7階段

狀態9如圖2（l）所示，在t6時刻，開關管S5關斷，S6開通此時由于S8仍然處于開通，二次側全橋電流經過S8和D6與變壓器副邊構成回路，電容C2向V2充電，此階段全橋H2輸出電壓Vcd為零，電感電壓為-V1此階段電感電流可以表示為  （式2.29）

10）狀態10：t7-t8階段

狀態10如圖2（m）所示，在t7時刻，二次側全橋H2開關管S8關斷S7導通，電流仍為負向流經D7和D6續流經過電源V2。一次側全橋H1電路狀態與狀態9相同，此階段電感電流可以表示為（式2.30）

由以上狀態分析中可以發現，雙重移相中加入橋內移相角對角線開關管延時導通，一個周期內狀態1和狀態6中，閉合回路內電流無法流入電源側，Vab輸出電壓為零，此時的回流功率也就為零，因此雙重移相調制有效的消除了回流功率。

后續更新！