先從反激LC吸收電路開始分析，電路見下圖

                                     圖1-3 反激LC吸收電路

上圖的工作原理：當Toff時刻漏感和部分勵磁電感能量被鉗位電容Cclamp吸收（環路1），電感L2能量返回電源（環路3）；當Ton時刻鉗位電容Cclamp驅動電感L2（環路2），電源驅動勵磁電感（環路4未畫）。

下面試著用公式和仿真來找出這種電路的設計方法及其所存在的問題。

1、         電路始終工作于斷續模式

                   圖1-4 斷續模式時鉗位電容的吸收公式及推導過程

上述公式中的k是只指漏感百分比，通常k=1-5%。

              圖1-5 L2電感斷續模式能量回收公式

當電路平衡是功率P1=P2推出鉗位電容上的電壓

這個公式描述了斷續模式下已知電路鉗位電壓Vclamp與輸入電壓和回收電感L2的關系。

電路中如果持續增大電感L2會使電感L2進入連續工作模式，電感L2連續模式下的公式推導如下

                                 圖1-6 回收電感L2連續模式公式推導

因為電感L2是連續模式所以可以利用伏秒平衡公式，不過受主勵磁電感斷續模式影響伏秒平衡的時間是如圖1-6中所示的Doff2，又因Vds電壓在主勵磁電感能量消失后不是線性變化所以公式中加了個調整因數kb=1.01。

公式同時計算電感L2在連續模式和非連續模式下的鉗位電壓Vclamp2、Vclamp1，通過判斷大小可知電路是工作于哪種模式下從而選取正確的Vclamp值，吸收功率P1也將根據所選定的Vclamp來進行計算。

斷續模式下的詳細電流波形如下圖

                                                   圖1-7斷續模式電流波形

圖中的綠色曲線為勵磁電感電流、藍色曲線為漏感電流、紅色曲線為回收電感L2的電流。區域1是電感總儲能、區域2是鉗位吸收能量、區域3是傳遞到次級的能量、區域4是鉗位電容釋放能量（給電感L2充電）、區域5區域6是返回電源的能量其中區域5是經二極管返回，區域6是經變壓器漏感返回。電路平衡時區域2=區域4=區域5+6。

三個區域的能量公式如下，

再結合兩個伏秒平衡公式找出Ipk1、Ipk2和toff1、toff2之間的關系

代入能量公式即可得斷續模式下的結果。

當電感L2工作于連續模式時（電感量較大）吸收能量多數是通過鉗位電容、變壓器、漏感回到電源的，鉗位電容電壓Vclamp被鉗位在Vin左右。

1、         電路工作于連續模式

                                     圖1-8 勵磁電感連續模式電流波形

勵磁電感連續模式的電流波形也分為6個區域，其中toff3和toff是重合的，勵磁電流波形是梯形波包含波形系數Kp。

這里引入輸出功率Po為變量以化簡掉占空比、峰值電流和波形系數等變量，構建一個Vclamp(Po)函數式。

能量回收的三個區域公式依然不變，

連續模式下需要多增加一組伏秒平衡公式，并且系數中包含了波形系數Kp。

根據輸入、輸出及吸收能量守恒列出方程

上述公式描述的是輸出功率=區域1-區域4，通過進一步分析發現區域2能量>區域4，原因是在區域6時刻區域2的鉗位能量會通過變壓器以正激的方式傳遞給負載，區域6能量多出的部分雖然沒有影響到能量傳遞但會影響計算所以選區域4來進行能量守恒計算。

上述幾個方程式還不足以解出方程，準備再增加一個方程式：區域2=區域4+區域6試試能否解開這個方程組。

區域6的公式為

區域2-4的公式為

再通過Px66=Px24推出鉗位電壓Vclamp與輸出功率Po的關系式，這個逆推導看起來有些麻煩所以從正向計算入手，見下圖

                                   圖1-9 鉗位電壓Vc圖形計算法

上圖以Vc為變量（既Vclamp）從80V變到100V，Px24(Vc)曲線與Px66(Vc)曲線的交點既為待求解，用for指令實現自動計算會更便捷。

Mathcad計算文件后續會上傳

上述為連續模式波形的相關公式，再利用區域2-區域4=區域6就可以解出方程，方法如下

Pxl24(Po,Vclamp)函數和Pxl6(Po,Vclamp)函數在合理的取值范圍內都是單調函數，利用一個for循環從最大的Vin+5開始（圖中的300）逐漸減1左移當兩個函數值相等時就得到了所需的解。上圖左邊為連續模式函數右邊為斷續模式函數，再通過if語句對臨界功率進行判斷就可以獲得全功率范圍的Vclamp(Po)函數。

電路參數：輸入100-300V，輸出81V，匝比1，電感Lm=97u，漏感Lr=3u，電感L2 200u-2000u，開關頻率100Khz，功率0-320瓦。

                               圖1-10 輸入電壓100V時Vclamp(Po)關系圖

                               圖1-11輸入電壓300V是Vclamp(Po)關系圖

目前用的鉗位電容比較大，當選用恰當的電容時Vclamp會疊加一個△Vclamp，波形也會變的非線性這里的公式不知還能否適用。Vclamp(Po)函數可以找出吸收電感的上限，吸收電感的下限或許可以由區域2或者區域4來計算比如P4(Po)/Po，無損吸收（無功）功率也有損耗，當占總功率份額較多時也會降低效率。這里只仿了穩態波形，當功率突變時吸收電路能否快速做出響應，大的L2電感量可能會造成吸收電路響應過慢進而引起Vds電壓過高。

公式做了點調整已更新，圖1-8中區域5和區域6中的斜線并不是一條直線而是由兩條折線構成。區域5在二極管導通時作用在電感L2上的電壓是Vin，區域6作用在電感L2上的電壓為Vin+Vor-Vclamp。

通過計算區域4的功率就可以得到吸收功率，當吸收電感L2進入連續模式后會多出一個波形系數Kp2不過此時的Vclamp≈Vin方程依然可解，鑒于Mathcad運算起來有些慢（不知原因）這部分運算放到新建文件中單獨運算，這里只考慮L2為斷續模式。

                           圖1-12 100V輸入不同L2吸收功率與輸出功率的關系

上圖為100V輸入不同L2電感時的吸收功率，當L2進入連續模式后吸收功率突變為100*Po無參考意義。

                            圖1-13 300V輸入不同L2吸收功率與輸出功率的關系

圖1-13為輸入300V時不同L2電感對應的吸收功率，L2值越大吸收功率越小。

根據電容儲能公式

通過預先設置一個鉗位電容可以反算出波動電壓的大小（也可先設置波動電壓再算鉗位電容），再加上平均鉗位電壓Vclamp就得到了鉗位電容上的最大電壓Vclamp_Max。

從仿真結果看，相同參數下輸入電壓越高吸收功率越少效率越高，斷續模式時吸收電路不影響效率（吸收功率/輸出功率=定值），進入連續模式后隨著功率增大吸收功率增幅變緩效率應變高但這里有個二極管反向恢復引起的損耗沒有體現出來。

不管是DCM還是CCM模式，考慮效率的影響時主要看的是漏感百分比。

                                                   圖1-14 不同區對應的電流走向

通過對上述電路的進一步分析并利用Saber軟件對每一個區的功率進行仿真驗證，似乎可以得出更精確的計算公式。

許多人對于無損吸收不是很了解,我也一樣,但剛剛看了圖,第一張就是網上流傳最廣泛的,我認為這個圖應用在反激不太合適

無損吸收的初衷是能量回收,所以必然是將漏感能量轉換到母線上來,所以就需要轉換器,拓補.

這樣的話,在變壓器退磁的時候,VDS是高過VIN的,所以要把能量從VDS轉換到VIN去,最合適的莫過于BUCK了

這是最簡單的BUCK,想象一下把輸出C比作反激母線的大電解C,箭頭所指的位置為MOS管的D極,變化為下面的圖

中間加一個C2,只吸收漏感能量,而不吸收勵磁能量,所以上圖應該是反激無損的正確接法,各位指正一下,是不是這樣?

這種應該可以工作起來

為啥不能驅動電感?

圖1-1,我沒用過,但看上去參數不好取啊,開關斷開的時候,能量瞬間會把C充滿,很容易把LCD中點充到0甚至負,而導通的時候,LCD中點又不一定很快能超過VIN,不知道我的邏輯對不對?

另外如果上圖我把電阻R換成電感,是不是就不消耗而是回收了呢?