首先聲明，本人采用的仿真軟件是原理級的PSIM，與實物有一定誤差。

上個世紀90年代，倡導綠色照明，很多公司生產熒光燈電子鎮流器，基本電路如下圖5：

對于做過熒光燈電子鎮流器的人，太熟悉這個電路了。該電路C4的容量必須足夠大，以提供中點電壓，L1和C6似乎形成LC串聯諧振，上下功率管的翻轉是靠驅動變壓器T1（鐵氧體）的磁飽和實現的，所以不可能真的諧振。由于鐵氧體的飽和磁通隨溫度變化而變化，從25℃到100℃，鐵氧體飽和磁通下降約36%（0.5T降到0.32T），導致工作頻率隨溫度上升而上升，電流下降，燈功率下降，這是該電路的第一個重要缺點；功率管的電流是三角波，功率管的關斷是三角波的峰值，損耗很大，這是該電路的第二個重要缺點。這樣的電子鎮流器只是僅僅把燈點亮的最低檔的劣質產品。

上圖是一個電子鎮流器帶2支40W熒光燈（1993年，國內主要使用40W熒光燈照明），即一拖二。前級采用MC34262做PFC，所以該電路的供電電壓為DC390V。由L1、C6、C4、D4、D5組成一路LCCD諧振電路，帶一只熒光燈；由L2、C7、C5、D6、D7組成另一路LCCD諧振電路，帶另一只熒光燈。驅動變壓器T1工作磁通小于0.3T，即不飽和狀態。兩路諧振電路各干各的，互相不干擾。可以只點一只燈，也可以點兩只燈。

主要元件參數：L1=L2=3mH，C4=C5=103，C6=C7=752，D4=D5=D6=D7=FR107，M1=M2=IRF830，工作頻率31KHz。

40W熒光燈的燈電壓有效值約105V，燈等效阻抗約280歐姆。用280歐姆替代燈仿真，波形圖如下圖7

圖7：熒光燈電子鎮流器仿真波形

第一條為MOSFET功率管電流波形，峰值約1.2A，功率管關斷時電流約0.6A，約為峰值的1/2。已經屬于軟開關。如果只點一支燈，峰值約0.6A，功率管關斷時電流約0.3A，即各減半。

第二條為燈電壓波形，接近正玄波，半波峰值接近150V。

第三條為D4、D5連接點對地的電壓波形。

2000年前后，我又用LCCD電路設計了醫用紫外燈電子鎮流器，如圖8

該燈無燈絲，直接高壓起輝，參數為：起輝電壓半波峰值900 --- 1000V，燈工作電壓有效值500V，燈電流20mA，燈功率10W。燈等效阻抗25kΩ。仿真如下

圖9：燈開路（起輝前）

第一條為功率管電流波形，峰值約0.6A，功率管關斷時電流約0.4A。

第二條為燈電壓波形，接近正玄波，半波峰值接近1300V。

第三條為D8、D9連接點對地的電壓波形。

圖10：燈工作波形

第一條為功率管電流波形，峰值約0.35A，功率管關斷時電流約0.1A。

第二條為燈電壓波形，接近正玄波，有效值約500V。

第三條為D8、D9連接點對地的電壓波形。

LCC及LCCD電路拓撲的開關電源實際產品極少見，本人也未見過采用該電路的實際產品。在一些雜志上和碩士博士論文可以看到對此類電源研究的文章。也有少數做除塵電源的公司聲稱自己的電源是LCC諧振電源。

5樓6樓，用圖6、圖8電路設計的電子鎮流器的工作頻率主要取決于主諧振電容和主諧振電感的參數。其次，驅動變壓器的設計也有一定的影響，實驗發現，影響頻率的是次級電感量。驅動變壓器的設計是難點，要反復調整匝數實驗。由于年頭太長，當初的參數已經記不清了，下面說說設計思路。

圖6用的是MOS管，驅動為電壓型；圖8用的是雙極型管，驅動是電流型。所以驅動變壓器的設計方法是不一樣的。

先說說使用MOS管驅動變壓器的設計方法。圖6中驅動變壓器的次級有2個穩壓管反串聯，這是保護MOS管柵極電壓安全必須的，可在10V --- 15V的范圍內選取。從圖7電流波形看，接近正玄波，功率管電流有效值約0.84A，驅動變壓器初級電流0.84A，如果初級繞組電壓1V，初級輸入功率約0.84W，大部分會被耦合到次級，除了驅動MOS管需要一部分能量外，其余能量會消耗在Z1、Z2兩個穩壓管中。所以初級繞組的電壓不宜太高，應該在1 --- 2V為宜。變壓器匝比等于電壓比，變壓器匝比=初級:次級=1 : 6 --- 12。如果工作頻率在30多kHz，次級電感量大約1 --- 2毫亨。

圖8電路，用的是雙極型管，變壓器匝比=初級:次級= 1 : 2 --- 3。次級電感量可以很小。我用的是10*6*5的鐵氧體環，印象中是3T:7T:7T

下面介紹一款LLC通訊電源，該電源在近五年的國內市場銷售量一直占據前三名。這說明該電源為成熟產品，有極好的性價比和市場競爭力。這是一款輸入AC220V，輸出48V50A的一次電源。前級有PFC，輸出DC380V，后級為普通LLC變換，LLC部分原理如下圖11

諧振主電感L1采用PQ2625磁芯，電感量6.2微亨，輔助諧振電感L2也采用PQ2625磁芯，電感量46.5微亨，主變壓器采用UU鐵氧體磁芯，截面10*20mm2，匝數14T/4T/4T。額定負載50A時，工作頻率150kHz。取負載為1.1Ω，仿真波形如下圖12

第一條為MOS管電流波形，峰值25.5A，正玄波有效值18A

第二條為C1、C2中點電壓波形。

第三條為輔助諧振電感L2電流波形，三角波半波峰值6.6A，有效值3.8A

第四條為輸出電壓55V，負載為1.1Ω，輸出電流50A。

變壓器初級輸入電流=MOS管電流－輔助諧振電感L2電流=18A－3.8A=14.2A

變壓器次級輸出電流=初級輸入電流*14T/4T=14.2A*14*4=49.7A

通過波形計算的輸出電流與預先設定的50A負載電流誤差很小。

在此，請大家注意，這里主諧振電感與輔助諧振電感的比例關系不是一般書上講的1比3，而是1比7.5。

如果主諧振電感與輔助諧振電感的比例采用1比3會怎么樣呢？繼續仿真，取L1=8.5微亨，L2=27微亨，變壓器匝數16T/4T/4T，C1=C2=473。工作頻率150kHz。仿真結果如下圖13

第一條為MOS管電流波形，峰值26.2A，正玄波有效值18.5A

第二條為C1、C2中點電壓波形。

第三條為輔助諧振電感L2電流波形，三角波半波峰值11.6A，有效值6.7A

第四條為輸出電壓55V，負載為1.1Ω，輸出電流50A。

我們要關注的是L2的電流大幅度增加=6.7A-3.8A=2.9A。引起L2更多的發熱，效率會降低。

結論：如果完全照書上說的去做，可能不是最優秀的設計。

在特定負載情況下看波形沒有多大意義，滿載時諧振電感電流是很漂亮的正玄，可半載時呢？ 

談談如何確定諧振電感L和諧振電容C 的值吧，頻率定了 L  和 C 的乘積定了，但如何具體的確定 L  和 C 的值呢？是先定L  還是先定 C  ?

繼續仿真，10樓的仿真是滿載輸出50A的情況。現在用半載，輸出25A仿真。

取L1=6.2微亨，L2=46.5微亨，變壓器匝數14T/4T/4T，C1=C2=753，負載=2.2Ω，工作頻率158kHz。仿真結果如下圖14

圖14

    第一條為MOS管電流波形，峰值13.1A，關斷電流6.4A

    第二條為輔助諧振電感L2電流波形，三角波半波峰值6.4A，有效值3.7A

    第三條為輸出電壓55V，負載為2.2Ω，輸出電流25A。

取L1=8.5微亨，L2=27微亨，變壓器匝數16T/4T/4T，C1=C2=473，負載=2.2Ω，工作頻率151.6kHz。仿真結果如下圖15

圖15

    第一條為MOS管電流波形，峰值15.7A，關斷電流12A

    第二條為輔助諧振電感L2電流波形，三角波半波峰值12.1A，有效值7A

    第三條為輸出電壓55V，負載為2.2Ω，輸出電流25A。

結論：

1、從二者的第一條波形看，L2電感量大的功率管峰值電流小。關斷電流小。功率管的導通損耗和開關損耗均小。

2、從二者的第二條波形看，前者通過輔助諧振電感的電流減小，后者不降反升。優劣一目了然。

從波形上看滿載時工作頻率高于諧振頻率，半載時工作頻率低于諧振頻率，奇怪了，應該是負載越輕工作頻率越高啊，難道你這控制方式是像“zhangyiping"的那樣，頻率反走的？

不對，我被搞懵了， 對比下 在相同的諧振電感，電容以及負載情況下的 波形看看。

你搞反了

這是LLC，仿真是負載越輕頻率越高，滿載時150kHz，半載時高于150kHz

再來看看LLCD電路，按L2電感量為L1的15倍設計，如下圖16

圖16

繼續做仿真，滿載電流50A仿真。

取L1=8微亨，L2=120微亨，變壓器匝數16T/5T/5T，C1+C2=683+623，負載=1.1Ω，工作頻率150kHz。仿真結果如下圖17

圖17

       第一條為MOS管電流波形，很好的正弦波，峰值25.8A，有效值18.2A，占空比50%。

       第二條為輔助諧振電感L2電流波形，三角波半波峰值2.4A，有效值1.4A。

第三條為鉗位二極管電流波形。峰值電流約11A。

第四條為輸出電壓55V，負載為1.1Ω，輸出電流50A。

再做半載仿真，LLCD在負載降低時同時降低工作頻率。負載2.2Ω，輸出25A，采用工作頻率75kHz。仿真結果如下圖18

圖18

       第二條為輔助諧振電感L2電流波形，三角波半波峰值2.9A，梯形波，電流有效值明顯增加。

第三條為鉗位二極管電流波形。峰值電流約11A。

       第四條為輸出電壓55V，負載為2.2Ω，輸出電流25A。

下面通過仿真結果對比LLC與LLCD兩種電路的優劣

一、滿載：

1、功率管損耗對比

LLC的MOS管電流波形，峰值25.5A，正玄波有效值18A，占空比50%，如下圖19

圖19：LLC的MOS管電流波形

LLCD的MOS管電流波形，峰值25.8A，正玄波有效值18.2A，占空比50%，如下圖20

圖20：LLCD的MOS管電流波形

2、輔助諧振電感L2損耗對比

LLC的L2電流：三角波半波峰值6.4A，有效值3.7A，如下圖21

圖21：LLC輔助諧振電感L2的波形

LLCD的L2電流：三角波半波峰值2.4A，有效值1.4A，如下圖22

圖22：LLCD輔助諧振電感L2的波形

滿載結論：

1、功率管的電流無明顯差異，可以認為功率管的損耗沒有優劣之分。

2、變壓器雖然匝比不同，性能成本不會有明顯差異，可以認為變壓器沒有優劣之分。

3、L1的電流無明顯差異，LLCD的電感量略大，LLC電路優勢。

4、L2的電流，LLCD的電流小，L2的損耗在總損耗中所占比重很小，LLCD優勢。

二、半載：

1、功率管損耗對比

假設功率管導通電阻0.1Ω，計算功耗

LLC的MOS管電流，峰值13.1A，有效值9.26A，關斷電流6.4A，占空比50%。

LLC的MOS管導通功耗=9.26A*9.26A*0.1Ω*50%=4.29W

圖23：半載LLC的MOS管電流波形

LLCD的MOS管電流波形，峰值25.8A，有效值18.2A，關斷電流2.9A，占空比25%。

LLCD的MOS管導通功耗=18.2A*18.2A*0.1*25%=8.28W

圖24：半載LLCD的MOS管電流波形

2、輔助諧振電感L2損耗對比

LLC的L2電流：三角波半波峰值6.4A，有效值3.7A，如下圖25

圖25：半載LLC輔助諧振電感L2波形

LLCD的L2電流：梯形波半波峰值2.9A，有效值大于1.8A，如下圖26

圖26：半載LLCD輔助諧振電感L2波形

半載結論：

1、除了輸出整流管，整機主要損耗是MOS管，MOS管的損耗主要是導通損耗，LLC的開關損耗主要在關斷時，而關斷電流僅為峰值電流的1/2以下，MOS管的關斷損耗只占總損耗的20%以下。而LLC的導通損耗只有LLCD的一半，所以LLC明顯優勢。

2、與上一條同樣的道理，因為電流的問題，變壓器和L1的銅損也是LLCD大很多，LLC明顯優勢。

3、L2的電流，LLCD的電流小，LLCD優勢。

       4、總體效率，LLC明顯優勢。

最終結論：在效率方面，LLCD沒有任何優勢。由于LLCD多了兩支鉗位二極管，在成本方面，LLC優勢。

這結果老張（zhangyiping)是絕對不同意的，我以前也說過他的準諧振在效率方面沒有優勢，他不同意，說零電流關斷可靠性強得多，可惜他不會上圖，上計算過程，不能像樓主這樣非常有條理的擺數據，擺道理。

如果能把 MOSFET的Vds 波形和其電流波形放在一個圖里貼出來對比就好了。這樣一目了然。

客觀規律不以人的主觀意志為轉移，同意也好，不同意也好，又有何妨。

Zhangyiping的所謂第四代技術完全是胡說八道、肆意編造；無休無止地自我吹噓、貶低他人。

每一種電路拓撲都有其存在的價值，換句話說，就是每一種電路拓撲都有其缺點。尤其是諧振電源看似極其優秀，其實它的缺點也是很突出的。

LLCD電路多出的兩個二極管可以實現過流保護或短路保護，正常工作時兩個鉗位二極管不工作，所以LLCD和LLC電路有相同的特性（恰當的L、C參數）。

LLC什么情況下才能工作在ZCS區域啊，

在這個區域里，還能維持輸出u的電壓穩定不，，希望能給解釋一下，

這個我沒做過，理論上把反饋特性變一下，比如正常的LLC是負反饋那么可以工作在ZCS區域就需正反饋。

工作在ZCS區和工作在另外兩個區對于輸出穩定的控制近似對稱，一個頻率反走一個頻率正走，控制上都依賴反饋環路區別好像不大。

根據負載變化及輸入電壓的波動范圍設計合理的參數，使的頻率變化范圍內圖中的曲線要么單調遞增要么單調遞減，否則一會正反饋一會負反饋現有的控制環路很難控制。

電源系統里怎么會有正反饋，

不是“正反饋”是

LLC    輸出電壓變高，工作頻率增加。因為它工作在增益曲線從左上到右下這個階段。

LLCD  輸出電壓變高，工作頻率降低。因為它工作在增益曲線從左下到右上這個階段

LLC和LLCD諧振電源的開關損耗雖然非常小，其導通損耗是明顯大于硬開關電源的。

導通損耗最小的是反激電源，因為比起其他電源，所有通過功率管進入變壓器的能量都傳輸到了次級（忽略變壓器損耗）

反激電源傳輸功率=平均電流X電壓X占空比

其次是所有正激、推挽、半橋、全橋等等硬開關電源，通過功率管進入變壓器的能量有一部分不能傳輸到次級，就是激磁電流在退磁時反回到初級的電容里

正激電源傳輸功率=（平均電流－激磁電流）X電壓X占空比

諧振電源的導通損耗更大，通過功率管進入變壓器的能量除了變壓器激磁電流不能傳輸到次級，還有維持諧振必須的電流也不能傳輸到次級，即前面圖中流經電感L2的電流

諧振電源傳輸功率=（平均電流－激磁電流－諧振電流）X電壓X占空比

如此說來諧振電源似乎應該是效率最低的，但事實相反，LLC之所以流行是因為其效率相對高。

開關損耗主要就三個，開通損耗，導通損耗，關斷損耗。 可能開通損耗比導通損耗占總損耗更多。

LLC 和LLCD在開通損耗上沒什么差別，都是ZVS，LLCD 的導通損耗更大，但LLCD的關斷損耗明顯小于LLC.

不要誤解我的意思，有一利往往就有一弊。

諧振電源的利是極小的開關損耗，利用好這一點，可以把頻率做得很高，如上所述的LLC通訊電源，150kHz的頻率，使用了很小的變壓器，提高了功率密度。如果硬開關也用150k頻率，其開關損耗就會很大，會遠遠超過LLC增加的那點導通損耗。諧振電源增加的那點導通損耗還可以用增加管子電流容量來降低損耗。而硬開關要降低開關損耗就不是那么簡單的問題。

如果開關電源設計在很低的工作頻率，硬開關的開關損耗就不大，這時還要做諧振電源，那就是自找煩惱。有可能效率最低。