一般軟開關都是通過L、C諧振實現的，在非可變電感、電容的前提下電路的諧振開關頻率是固定的。全諧振軟開關沒有開關損耗但也沒有調壓的功能，純硬開關有調壓的功能但也有開關損耗，LLC電路多引入了一個L可近似的認為是一個諧振軟開關和一個硬開關的合成所以LLC電路的特性介于軟開關和硬開關之間，LLC電路是一種折中的方案調節范圍既沒有硬開關寬開關損耗又比諧振軟開關大，偶然發現LLC電路也可以像Boost電路一樣控制又類似于反激的QR模式，見下面仿真圖
在圖1中Boost電感電流的變化規律跟LLC電路中的Lr電感電流（包絡線）比較接近，從這個方面來說LLC電路可以像Boost電路一樣來控制。
在圖2中PWM信號都是在零電流或者零電壓的時刻開啟關閉的，這種自動追蹤零時刻跟反激的QR模式又比較類似，理論上這種工作方式可以完全消除開關損耗同時又具備調壓的功能，似乎可以解決諧振與可調，定頻與可變占空比之間的矛盾。
對單個電感加恒定電壓電感中的電流會線性增加遵循公式I=U/L*t，對電感、電容串聯電路加一恒定電壓并保持電路工作與諧振狀態這兩種情況的波形對比如下
圖5 單電感同LC串聯在恒壓驅動下的電流對比
圖5中對于單電感其結果同理論是一樣的，對于LC串聯電路其電流包絡線達到某一最大值后不再增加，在理論上LC串聯如果達到諧振狀態其等效阻抗為零最終電流也可以達到無窮大。試過修改LC參數、調節諧振狀態（欠諧振過諧振）都沒能解決這個問題，不知那位大俠能幫忙解惑一下。
在圖5中的前一段LC串聯電流包絡線變化接近于線性，調節電路的參數使電路電流在不超過100A時單電感電流同LC串聯電流的包絡線近似相等如下圖6
圖6 100A電流以下單L同LC電路電流近似相同
圖5圖6中對LC串聯電流做了變化，去掉負半周電流并將正半周電流乘2這樣就得到了等效的轉換后的LC串聯電流，目的是讓單電感同LC串聯電路電流變化斜率相同從而對比在此參數下的兩種不同電路。
這里把LC串聯當成一個“電感L”來看待搭建一個boost電路對比一下這兩種電路，boost電路在臨界和連續模式下會自動穩壓不需調節占空比，下面仿真的是負載線性變化電路從臨界到連續模式的波形。
圖7 臨界到連續模式兩電路對比
從圖7的結果看兩電路電流電壓波形非常的相似，節后準備再仿一下輸入帶紋波的情況，對比這兩電路看看特性是否依然相似。
我這個網名估計是最會談LLC諧振技術的 了，到處都可以看到我的影子的，發表了大量大量的技術文章了，我是如何看待這個所謂的另類的這個LLC軟開關的話題的呢，看出來了，這個就是功率小了的正弦波的電流小了，但干嘛不嚧波再升壓的呢，如果采用這個電路結構的話，不要什么LLC，因為，其中這個電感是并聯的，存在環流疊加電流和大電流關斷了，還是負電流導通了，損耗比較大效率不可能非常高，我的建議是，搞LC單諧振0流開通和關斷，0電壓導通，如然后還進行升壓電路，這樣的效果好，效率高，如果沒有LLC輸出的嚧波，這個模式有一些匪夷所思了，
不知道筆者的原理和思路是什么，因為，LLC的開關波形就是方波的呀，與輸出電壓確實是一樣的，如果低電壓確實可以減小損耗，但這里始終是高電壓的呀，不知道作用在那里了，是不是走了彎路了，仿真的結果與實際還是有相當大的的差距的，當然，對技術的認識還是有差距的，理論與實際往往是兩回事。問題是你能不能把這個做成實驗的依據，這個才非常重要的，實驗結果如何才是至關重要的。我不是那么看好這個另一類的LLC的諧振技術的，我看存在一些技術矛盾，也不會這么理想的，認識還沒有深入的，估計不是那么理想的。其實，是在走彎路了。
這個電路的前級確切的說并不是LLC而是全諧振軟開關電路也就是大師所說的五代技術。搞成單LC串聯諧振（輸出通過整流橋串入LC中）會使應用受到限制，輸出電壓只能比輸入電壓高，加入變壓器后輸出電壓可高可低由匝比控制而且相對于整流橋可以省掉兩個二極管并有隔離的效果。至于環流和大電流關斷的問題在LLC電路中是存在的，當用于全諧振軟開關時是不需要調壓的那么漏感和勵磁電感的比值就不那么重要了，這里的變壓器勵磁電感可以設計的比較大完全當成正激變壓器來設計，所以在全諧振軟開關中是可以忽略環流及大電流關斷的。
前級的LLC輸出是沒有濾波的也沒什么匪夷所思，相當于在后級Boost電路的Ton時間里LLC輸出短路，L、C儲能，在Toff時間里L、C向負載釋放能量。這里就是用L、C替代了單電感L，L、C諧振必然有電流電壓為零的時刻可以選擇在這零時刻開關PWM信號而單電感只能大電流關斷，而且在連續模式下還得大電流開啟。LLC+Boost也相當于一種調制模式結合了軟開關和硬開關的特點，可以滿足全電壓全負載范圍內的軟開關。
對于這個電路的拓撲結構，我一知半解的發表一點看法，如果花一些功夫做一下實驗就一目了然了，只是非常麻煩，還是理論思路的理解吧了，但理解局限性，所以，搞計算機仿真實驗了嗎，僅僅作參考了，估計相當多人不那么容易理解的，不過，一些思路也不可以漠視的，我想，這里應當非常專業的人去推敲推敲了，一般人高不懂了，如果我做的話，就是LLC嚧波再一個電感升壓了，前面完全諧振正弦波電流了，這個效率 是非常高的，如果本圖的沒有電感也不允許電感，升壓的電路與主諧振變壓器同步，那么，這個升壓的頻率正好的兩倍的主開關頻率了，這個的0電流開始導通的，導通角越大，自然儲存的電感【來自諧振電感】的能量也越大了，這個確實可以升壓的功能了，但主開關的回路就不可能完全正弦波電流了，不過，關斷還是0電流的，那么，這個Q值就必須先打一些了，即電容大電感小了，疊加電流的能量反饋輸出，即形成輸出電壓提高了，但是，輸出電壓受變壓器匝比關系的限制，范圍比較小了。
我的技術觀點是，兩級，先不要穩壓，就是電子變壓器結構，輸入與輸出是一個比例的關系了，嚧波電容之后再一個電感器一個開關管升壓電路了，我看這個比較實際的多，好操作，那么，前面確實可以完全正弦波諧振，也就是全諧振電路了，然后再升壓電路，效果還是不錯的。
再提提全諧振電路，這個不存在環流，0電流開通和關斷，0電壓導通了，只要一點勵磁小電流能量可以置換，即克服開關管結電容所需要的能量就可以了，接近了直流通過的內阻損耗，如果越接近，效率越高越好了，升壓電路如果幅度不大，損耗小，如果幅度大的損耗也大了一些了。
我看不要什么LLC即兩個電感，單LC，其實，還需要變壓器一定電感形成一點的能量達到開關管的0電壓導通就可以了，這個效率還是相當不錯的。不知道樓主的思路，其實，我的也僅僅供參考了，仁者見仁智者見智嗎，有一些創新的思路還是點贊的，當然，必須符合科學與邏輯的，不是想當然的，最好是實驗的結果才是真正的說服力了，光光理論理解模棱兩可了，不是容易說的清楚的。
我把這個電路的思路分成兩步來分析，一是Ton導通、二是Toff截止，這樣可能會清晰些。
兩個做對比的電路如下
圖8 Boost電路與LLC+Boost電路
圖8中的（1）就是最普通的Boost電路，（2）是將圖（1）中的電源Vcc1和電感L用一個全諧振LLC電路替代（虛框部分）
PWM信號Ton時間段的波形如下
圖9 Ton時刻波形
圖9中的電路電流是開關電流，對于Boost電路是線性增加的對于LLC+Boost電路其諧振電流也是線性增加。
pwm信號Toff時間段的波形如下
圖10 Toff時刻波形
如圖所示對于LLC+Boost電路其前級的全諧振LLC電路和后級的Boost電路都是零電流開啟和關閉的。
前面的仿真輸入的都是恒壓源，現在把輸入源換成交流電經整流橋后再大電容濾波的帶紋波的輸入源。輸出負載仍然是線性變化的（7歐姆-1歐姆）仿真結果如下
圖11 輸入、輸出都動態變化的對比波形
動態的輸入輸出條件下這兩個電路的特性依然相似，下一步準備讓輸入紋波繼續增大直接去掉輸入大濾波電容，讓這兩個電路實現PFC功能再對比這兩個電路的特性。
圖12 工作于PFC模式的單電感Boost和LC串聯Boost
如圖所示單電感Boost電流和LC串聯的Boost電流波形比較接近，換言之用LLC實現的LC串聯諧振電路替換單電感可以實現與原電路相近的特性，如上面仿真所采用的硬開關Boost電路，同時還能保持全諧振電路軟開關的特性。
當然是可以降壓了，原理是完全一樣的，方式不同罷了，想當然自然是可以的。就是這樣的，當然，這種方式的效果還是相當不錯的，無論升壓還是降壓，結果都是一樣的，如果范圍小了一些，適合升壓，如果范圍大了一些的適合降壓，因為，升壓的輸出不可以低于變壓器的輸出電壓了，如果降壓，自然，范圍寬了，甚至幾乎可以從0伏開始了，這個范圍可謂是非常寬的，這個就是區別所在了，對不對，區別就是在這里了，升壓的效率還是非常高的，如果幅度太大了，電流損耗大效率自然低了一些了，所以，升壓的幅度不可以過高，同樣，如果降壓的幅度也不可以過低，兩者都是不可以的，只是降壓所以從0伏開始了，升壓的不可以低于全諧振輸出的電壓的，全諧振的效率是最高了，但不穩壓，實現的自然就是需要增加升降壓電路了，從而實現穩壓穩流功能了。
全諧振技術就是沒有環流疊加，0電流導通與關斷，0電壓導通了，完全正弦波，所以效率也最高了，就是這樣的。
LLC+Buck模式實現起來比預期的要簡單，采用普通的LLC電路更改一下控制方式就可以了。
下面是普通的Buck電路同Buck模式的LLC電路的對比
圖13 硬開關Buck同軟開關Buck的電路對比
圖13中的（1）是常見的Buck電路，圖（2）功率電路部分是一個普通的LLC電路，控制上略有不同將上管驅動信號通過與的方式同PWM信號調制，同時讓LLC始終工作與諧振狀態，這樣就可以實現Buck模式的全諧振軟開關。
仿真結果如下
圖14 Buck硬開關同全諧振Buck軟開關的波形對比
如圖14所示Buck模式下的LLC軟開關同硬開關Buck特性也非常的相似，另外Buck模式可能會優于Boost模式因為負載是始終串聯在LC諧振回路的，電路中的Q值比較低有利于限制諧振環路的峰值電流、電壓。
把圖14局部放大觀察Buck模式下LLC的上管下管電流電壓波形
圖15 Buck模式下的LLC軟開關波形
調制模式的LLC（Buck或Boost）其調節范圍及軟開關效率均優于普通的調頻LLC，不過調頻模式的LLC具有升、降壓的功能這在降低儲能元件成本及效率上有優勢，其實圖3的Boost+LLC電路也具備升、降壓的功能，這個電路可以看成是Buck+Boost的組合電路見下面對比圖
圖16 軟硬開關Buck+Boost電路對比
對于寬范圍輸入，這種具有升降壓功能電路的優勢個人理解如下，先假設輸入電壓100-300V，輸出電壓200V，額定負載，磁芯處理的功率為P∝B^2*AC*Lg，對于單Boost或單Buck及Buck-Boost組合電路對磁芯的需求如下圖
圖17 單模式與升降壓型電路對磁芯的需求
例子中的額定功率為3，按單Boost或單Buck來設計需要功率容量9的電感，按Buck-Boost組合設計只需要功率容量6的電感就夠了。在最壞的情況下單Boost或者單Buck電路要處理2倍額定功率也就是6，Buck-Boost組合式只處理1倍額定功率也就是3，那么在磁芯效率上Buck-Boost電路也就高于單模式電路。最理想情況下Buck-boost電路可以達到理論100%的效率（直通）。
開環情況下這種Buck-Boost升降壓軟硬開關電路波形如下：
圖18 升降壓型Buck-Boost軟硬開關電路波形對比
仿真中輸入電壓為25-75V連續變化輸出電壓為50V，當輸入電壓高于50V時Buck電路工作Boost開關保持關閉，當輸入電壓低于50V時Boost電路工作Buck開關保持常開，Buck模式和Boost模式之間可以無縫切換。圖中的軟開關Buck-Boost電路可以達到硬開關同樣的輸入輸出效果，在效率上由于全程都是軟開關效率會較高有利于高頻化小型化，預計這種模式的電路可以將性能和成本做到極致。
