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首先呢，我要說說設計LED照明里的恒流，一般我們在設計電源的時候，最常見的就是開關電源的12V輸出的那種，而一般的設計里也忽視了對恒流的理解，恒流亦可叫穩(wěn)流，與恒壓相比，從電路和思路上來說， 恒流都比較難理解， 恒壓源有蓄電池、干電池是直流恒壓電源，而 220V 交流電，則可認為是一種交流恒壓電源，因為它們的輸出電壓是基本不變的，是不隨輸出電流的大小而大幅變化的。
舉例說明：一個恒定電流值調(diào)至 1A 的，最高輸出電壓可達 100V 的一個恒流電源，當你打開這個恒流源的電源開關時，你會看到電源的電壓表和電流表顯示什么數(shù)值呢？可以肯定的說：輸出電壓為 100V ，輸出電流為 0A 。有人曾經(jīng)這樣問，你不是 100V 1A 的恒流源嗎？怎么輸出不是 100V 1A 呢？
這里仍然要用歐姆定律來解釋，理論上可以這樣來計算，電源的輸出電壓 U=IR ，式中 U 為輸出電壓， I 為輸出電流， R 為負載電阻。以下分 5 種情況來說明：如果電源為空載， R 可以用無窮大來表示， U=I* ∞，由于電源能輸 1A 的電流，如果電源電流為 1A ，那么 U=1A* ∞ = ∞，而電源電壓最多只能輸出 100V ，無疑電源只能輸出其最大電壓 100V ，由于電源不能輸出無窮大的電壓，因而電流只能是很小很小的值，即電流輸出為 0A ，即 I=U/R=100V/ ∞ =0A 。如果負載電阻 R=200 歐，那么又因電源只能輸出 100V ，因此電流只能為 0.5A ，即 I=U/R=100V/200R=0.5A如果負載電阻 R=100 歐，由于電源能輸出 100V ，就使得電流能達到 1A ，即 I=U/R=100V/100R=1A 此時輸出電流正好達到電源的恒流值。如果負載電阻繼續(xù)減小，改為 50 歐，如果根據(jù)公式 I=U/R=100V/50R=2A. 但這里的關鍵是我們的電源是個恒流值為 1A 的電源，因此此時的輸出電流只能被強迫限制在 1A 而不能為 2A 因而輸出電壓只能被迫降到 50V 而不能為 100V 。這里仍然要符合歐姆定律，即 U=IR=1A*50R=50V如果負載電阻變?yōu)?0 歐（即短路），那么由于輸出電流只能為 1A ，輸出電壓就只能為 0V ，即 U=I*R=1A*0R=0V從以上 5 個例子可以看出，如果負載電阻太大，使電源輸出電流不能達到恒流值，那么恒流源的輸出電壓就會自動升到電源的最大輸出電壓，只有當負載電阻小到一定的程度，使電源輸出電流達到恒流值，電源才真正處于恒流工作狀態(tài)，隨著負載電阻值的逐步減小，輸出電壓也按規(guī)律下降，以保持輸出電流的恒定不變。這就是恒流的概念。
總之，實際上無論是恒壓電源，還是恒流電源，它們本質上都是一致的，它們的輸出都是電壓和電流，兩個量中，電源只能控制其中的一個量，要么穩(wěn)住電壓，要么穩(wěn)住電流，另一個量是一定要由負載電阻來決定的，而負載電阻是由使用者來決定的，因而電源的兩個輸出量中，必然有一個由使用者來決定的，這才能符合邏輯，符合歐姆定律，才能為使用者所用，決無所謂既能給定輸出電壓，又能同時給定輸出電流的電源。
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附文，LED照明用恒流電源技術
一、方案比較與選擇
1 電路拓撲結構方案
方案一：采用反激式拓撲結構的功率因數(shù)校正電路，優(yōu)點是將功率因數(shù)校正與電源變換器合二為一，可以大大減少電路的損耗，提高電路的整體效率，缺點是應用在反激式電路的有源功率因數(shù)校正控制芯片種類較少，且電路比較復雜，很難設計與單片機合適的接口電路，不容易使用單片機進行控制。
方案二：將功率因數(shù)校正電路與主控電路分開，采用Boost 型的功率因數(shù)校正電路后接電源變換器的方案，優(yōu)點是電路結構簡單，并不涉及單片機對功率因數(shù)校正電路的控制，只需使功率因數(shù)校正部分輸出一個穩(wěn)定的電壓即可，缺點是會一定程度上降低設計的整體效率。
鑒于本題要求步進調(diào)壓的功能，需要單片機對PWM控制芯片有一個良好而穩(wěn)定的控制，故選擇方案二。
2 電源變換器方案
方案一：采用半橋變換電路，優(yōu)點是高頻變壓器利用率高，傳輸功率大，電路效率很高，缺點是電路較復雜，且有直通危險。
方案二：采用單端反激變換電路，優(yōu)點是電路結構簡單，缺點是高頻變壓器利用率低，需要留有氣隙，電路效率不高。
鑒于本題要求最大負載只有10 個1W 的LED，傳輸功率較小，故采用方案二，即反激式電路拓撲結構。
3 閉環(huán)反饋控制方案
方案一：采用軟件閉環(huán)反饋控制，即使用單片機進行各參數(shù)的采樣，然后直接由單片機對PWM控制芯片進行控制，調(diào)節(jié)占空比。優(yōu)點是電路結構簡單，缺點是反饋回路會受到采樣精度、采樣速度、單片機運算速度等因素的影響，使反饋系統(tǒng)變得不穩(wěn)定。
方案二：采用硬件閉環(huán)反饋控制，即使用硬件電路構建反饋電路，由PWM控制芯片自身根據(jù)反饋信號調(diào)節(jié)占空比，而單片機對PWM控制芯片只是進行輔助調(diào)整。優(yōu)點是反饋速度快，調(diào)節(jié)精度高，缺點是易受外部干擾。
4 有源功率因數(shù)校正方案
方案一：采用UC3854作為有源功率因數(shù)校正電路的主控芯片。優(yōu)點是功率因數(shù)校正系數(shù)可達99.5%，缺點是外圍電路非常復雜且調(diào)試困難，方案二：采用MC33260作為有源功率有源功率因數(shù)校正電路的主控芯片。優(yōu)點是外圍電路簡單，缺點是功率因數(shù)校正率與UC3854相比略低。
220VAC經(jīng)工頻變壓器降壓為36VAC，經(jīng)開機沖擊電流抑制電路輸入到功率因數(shù)校正電路中，再經(jīng)高頻隔離變壓器給串聯(lián)在一起的LED燈供電，在LED燈處分別進行電壓、電流采樣，返回給PWM控制芯片和單片機，由單片機給定基準電壓來控制PWM控制芯片，進而達到控制LED燈恒流可調(diào)的目的。
系統(tǒng)總體結構框圖如圖1所示。
圖1 系統(tǒng)總體框圖
二、電路與程序設計
1 電源變換器主回路與器件選擇
PWM 控制芯片采用SG3525。SG3525 的主要特點是：輸出級采用推挽輸出，雙通道輸出，占空比0 - 50%可調(diào)。每一通道的驅動電流最大值可達200mA,灌拉電流峰值可達500mA。
SG3525 的1、2 引腳分別為內(nèi)部誤差放大器的反相輸入端和同相輸入端，反相輸入端接收反饋的電壓信號，同相輸入端為給定的電壓基準，一般接在16 引腳電壓基準的分壓上，由于題目要求恒流輸出時電流步進可調(diào)，故同相輸入端接單片機DAC 模塊產(chǎn)生的參考電壓。
負載的電流采樣由串聯(lián)在LED 負載與地之間的采樣電阻完成，經(jīng)一級跟隨、一級同相放大之后分別給單片機和PWM控制芯片；電壓采樣由負載和電流采樣電阻上的電壓分壓完成，經(jīng)一級跟隨分別給單片機和PWM 控制芯片。為完成恒壓與恒流模式的切換，分別在電壓采樣回路與電流采樣回路與PWM 控制芯片間各加入一個N 溝道MOSFET 作為電子開關，完成切換。為保證反饋的穩(wěn)定性在MOSFET 后再加一級跟隨后將反饋信號傳遞給PWM 控制芯片。
圖2 PWM 控制模塊
2 控制電路與控制程序設計
由于本設計的控制部分并不需要很大的計算量，對計算速度的要求也不是很高，但需要ADC 與DAC 模塊進行電壓與電流的采樣和對PWM 控制芯片的控制，因此選用C8051F020單片機作為核心處理芯片，它擁有高速8051 微控制器內(nèi)核，8 個12 位ADC和2 個12 位DAC，完全可以滿足設計的需求。
由于本LED 恒流電源工作時絕大部分時間處于穩(wěn)定狀態(tài)，且對反應速度沒有過快要求，因此并不需要對電壓、電流信號進行同時的采樣，而可以分別采樣，模式切換和基準電壓的調(diào)整也不需在中斷服務中完成，只有步進調(diào)整電流的按鍵程序需要在中斷服務中完成。‖
3 保護電路設計
過壓保護電路并不是單獨設計的，而是整合在電流控制電路中，由恒流控制回路與恒壓控制回路的切換完成，當單片機檢測到負載上的電壓高于36V 時，單片機控制將恒流控制回路切換為恒壓控制回路，將負載的電壓控制在略高于36V，當再次檢測到負載電流降低到設定的電流以下時，重新將恒壓模式切換為恒流模式，達到過壓保護的目的。
圖3 控制程序流程圖
4 功率因數(shù)校正電路設計
選用小功率功率因數(shù)校正芯片MC33260，它工作在電流臨界模式。MC33260應用簡單可靠。通過電流檢測和電壓反饋，通過PI調(diào)節(jié)來保持電壓恒定。通過對開關管的PWM控制來得到所需要電壓。可實現(xiàn)0.998的功率因數(shù)校正和輸出穩(wěn)定直流電壓的功能。
圖4 功率因數(shù)校正模塊
5 自動調(diào)光電路設計，開機沖擊電路與EMI抑制電路設計
自動調(diào)壓電路采用光敏電阻作為感光元件，利用比較強將光的強弱轉換為高低電平信號，使用單片機內(nèi)置的ADC將這個電壓信號采回單片機，當光照強度較高時，單片機控制切換為恒流模式，設置的負載電流值為100mA，使LED的亮度隨光照強度的增大而減少。
開機沖擊電路采用熱敏電阻串聯(lián)在電源輸入端，溫度較低時電阻很大，隨著電阻發(fā)熱溫度升高，電阻逐漸變小，達到抑制開關沖擊電流過大的目的。
EMI抑制電路是利用電感和電容的特性，使平率為50Hz左右的交流電可以順利通過濾波器，但高于50Hz以上的高頻干擾雜波被濾波器濾除，這就使開關電源產(chǎn)生的高頻諧波被濾掉而不會污染電網(wǎng)。
圖5 開機沖擊電流和EMI抑制模塊
三、理論分析與計算
1 恒流控制方法和參數(shù)計算
將一個電阻值較小的采樣電阻串聯(lián)在LED負載與低之間，設流過LED的電流為I，則采樣電阻兩端的電壓：
其中R0為采樣電阻的電阻值，取R0=Ω。一級跟隨之后電壓不變，后為一級同相放大電路，放大倍數(shù)為：
后為一級跟隨，電壓不變，因此返回PWM控制芯片的電壓為：
單片機通過DAC給PWM控制芯片一個參考的基準電壓UREF，經(jīng)過PWM控制芯片的調(diào)節(jié)占空比來調(diào)節(jié)副邊繞組的電壓進而實現(xiàn)調(diào)節(jié)負載電流。經(jīng)過閉環(huán)負反饋的調(diào)節(jié)作用，使U0=UREF，此時流過負載的電流值為：
只要時單片機DAC模塊的輸出電壓根據(jù)上面的式子調(diào)整，就會使負載工作在某一個需要的恒定電流值上。
2 隔離變壓器的設計計算
功率因數(shù)校正電路輸出的電壓為55V，要求負載為10只串聯(lián)的LED燈，實測正常工作時的電壓為34V左右，可得變壓器的變比約為：
由于PWM控制芯片輸出占空比范圍為0%~50%，因此實際取原邊45匝，副邊56匝，變比為1.24。
3 提高效率的方法
選擇合適的主回路拓撲，使用盡可能少的元器件，降低開關頻率；主電路選擇導通損耗小的開關器件；測量及控制電路在設計時盡可能使用工作電壓低的元器件；控制電路盡可能使用數(shù)字方法實現(xiàn)等都可以有效地提高系統(tǒng)的效率。
4 濾波參數(shù)計算
反激式電壓變換器需要輸出的為直流量，因此盡量應濾掉所有諧波，使用 LC 無源低通濾波電路即可滿足要求，反激式變換器的開關頻率為32kHz，設計濾波器的截止頻率應低于32KHz，即：
由于該系統(tǒng)為恒流系統(tǒng)，應取較大的L 值，并適當減小C 的值，據(jù)此設定L、C 值。選用470μF 的電解電容，根據(jù)計算得出電感值約為0.78mH，采用自制的工字型濾波電感。
四、測試方案與測試結果
1 測試儀器與設備
（1）工頻變壓器
（2）四位半數(shù)字萬用表DT9203
（3）安捷倫示波器DSO5012A
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2 測試數(shù)據(jù)（1）輸出電流跟蹤測試：
表1 輸出電流顯示跟蹤測試
（2）電壓調(diào)整率測試（設定電流為150mA）：
表2 電壓調(diào)整率測試
從32V~40V 時電流變化范圍是149mA~150mA 調(diào)整率為0.6%。電壓調(diào)整率Su≤1%。達到要求：
（3）負載調(diào)整率測試
輸入電壓為36.23V，設定電流為300mA，負載從5 個LED 到10 個LED 時輸出電流波動范圍是209mA~300mA。調(diào)整率為0.4%。負載調(diào)整率SL≤1%達到要求。
表3 負載調(diào)整率測試
（4）效率測試
U2=36V、負載為10個LED、I0=300mA。
表4 效率η參數(shù)測試
（5）功率因數(shù)測試
測得功率因數(shù)為0.998，達到要求。
圖6 功率因數(shù)校正波形
