我不是自動回復~

你是自動回復的

不要把自動回復的內容設置成“我不是自動回復~” TKS!

EMI 及無 Y 電容變壓器的設計在開關電源中，功率器件高頻導通/關斷的操作導致的電流和電壓的快速變化而產生較 高的電壓及電流尖峰是產生 EMI 的主要原因。加緩沖吸收電路有利于降低 EMI，但會產生 過多的功耗，增加元件數量、PCB 尺寸及系統成本。 通常情況下，系統前端要加濾除器和 Y 電容，Y 電容的存在會使輸入和輸出線間產生 漏電流，具有 Y 電容的金屬殼手機充電器會讓使用者有觸電的危險，因此，一些手機制造 商開始采用無 Y 電容的充電器，然而，去除 Y 電容會給 EMI 的設計帶來困難，本文將介紹 無 Y 電容的充電器變壓器補償設計方法。 變壓器補償設計 減小電壓和電流變化率及增加耦合通道阻抗是提高 EMI 性能的常用辦法，變壓器是另 外一個噪聲源，而初級/次級的漏感及層間電容、初級和次級間的耦合電容則是噪聲的通道， 初級或次級的層間電容可以通過減少繞組的層數來降低， 增大變壓器骨架窗口的寬度可以減 少繞組的層數。分離的繞組，如初級采用三明治繞法，可以減小初級的漏感，但由于增大了初級和次級的接觸面積，因而增大了初級和次級的耦合電容，采用銅皮的 Faraday 屏蔽可 以減小初級與次級間的耦合電容。 Faraday 屏蔽層繞在初級與次級之間， 并且要接到初級或 次級的靜點，如初級地和次級地。Faraday 屏蔽層會使初級和次級的耦合系統降低，從而增 加了漏感。 開關管的導通電流尖峰由三部分組成：（1）變壓器初級繞組的層間電容充電電流； （2）MOSFET 漏-源極電容的放電電流；（3）工作在 CCM 模式的輸出二極管的方向恢復 電流。 導通電流尖峰不能通過輸入濾波的直流電解電容旁路， 因為輸入濾波的直流電解電容 有等效的串聯電感 ESL 和電阻 ESR，產生的差模電流會在電源的兩根輸入線間流動，對于變壓器而言，初級繞組兩端所加的電壓高，繞組層數少，層間電容少，然而，在很多應用中 由于骨架窗口寬度的限制，以及為了保證合適的飽和電流，初級繞組通常用多層結構，本設 計針對 4 層的初級繞組結構進行討論。 對于常規的 4 層初級繞組結構，在開關管導通和關斷的過程中，層間的電流向同一個 方面流動，在圖 1 中在開關管導通時，原極接到初級的地，B 點電壓為 0，A 點電壓為 Vin， 基于電壓的變化方向， 初級繞組層間電容中電流流動的方向向下， 累積形成的差模電流值大。 在功率器件關斷瞬間，MOSFET 漏-源極電容充電變壓器初級繞組的層間電容放電，這兩部 分電流也會形成差模電流，同樣，基于電壓的變化方向，初級繞組層間電容中的電流流動方 向向上，累積形成的差模電流值大。 差模電流可以通過差模濾波器濾除，差模濾波器為由電感和電容組成的二階低通濾波 器。對于 PCB 設計而言，盡量減小高的 di/dt 環路并采用寬的布線有利于減小差模干擾， 由于濾波器電感有雜散電容， 高頻干擾噪聲可以由雜散電容旁路， 使濾波器不能起到有效的 作用，用幾個電解電容并聯可以減小 ESL 和 ESR，在小功率充電器中，由于成本的壓力不 會用 X 電容，因此，在交流整流后要加一級 LC 濾波器。 如果對變壓器的結構進行改進，如圖 1 所示，通過補償的方式可以減小差模電流。注 意：初級繞組的熱點應該埋在變壓器的最內層，外層的繞組起到屏蔽的作用，同樣，基于電 壓的變化方向，可以得到初級繞組層間電容的電流方向，由圖 1 所示可以看到，部分層間 電流由于方向相反可以相互抵消，從而得到補償。 共模電流在輸入及輸出線與大地間流動， 主要有下面幾部分可通過 MOSFET 源級到大 地的電容 Cde。如果改進 IC 的設計，如對于單芯片電源芯片，將 MOSFET 源極連接到芯 片基極用于散熱，而不是用漏極進行散熱，這樣可以減小漏極對大地的寄生電容，PCB 布 線時減小漏極區銅皮的面積可減小漏極對大地的寄生電容， 但要注意保證芯片的溫度滿足設 計的要求；通過 Cm 和 Cme 產生共模電流；通過 Ca 和 Cme 產生共模電流，通過 Ct 和 C oe 產生共模電流，通過 Cs 和 Coe 產生共模電流，這部分在共模電流中占主導作用，減小 漏極電壓的變化幅值及變化率可減小共模電流，如降低反射電壓，加大漏-源極電容，但這 樣會使 MOSFET 承受大的電流應力，其溫度將增加，同時加大漏-源極電容，產生更強的磁 場。如果系統加了 Y 電容，如圖 2 所示，通過 Cs 的大部分共模電流被 Y 電容旁路，返回 到初級的地，因為 Y 電容的值大于 Coe。Y 電容必須直接并用盡量短的直線連接到初級和 次級的冷點，如果導通時 MOSFET 的 dV/dt 大于關斷時的值，Y 電容則連接到初級的地， 反之連接到 Vin。 電壓沒有變化的點稱為靜點或冷點， 電壓變化的點稱為動點或熱點， 初級的地和 Vin 都 是冷點，對于輔助繞組和輸出繞組，冷點可以通過二極管的位置進行調整，圖 2（b）中，A、 B 和 Vin 為冷點，F、D、B 和 C 為熱點，而圖 2（c）中，A、Vcc、Vin 和 Vo 為冷點，D、 F 和 G 為熱點。 去除 Y 電容無法有效地旁路共模電流，導致共模電流噪聲過大，無法通過測試，解決 的方法是改進變壓器的結構，一般的屏蔽方法不能使設備在無 Y 電容的情況下通過 EMI 的 測試，由于 MOSFET 漏極端的電壓變化幅值大，主要針對這個部位進行設計，需要注意： 電壓的變化是產生差模及共模電流的主要原因，寄生電容是其流動的通道，前面提到，Cm、 Cme、Cme 和 Ca 也會產生共模電流，初級層間電容的電流一部分形成差模電流，有一部 分也會形成共模電流，這也表明差模和共模電流可以相互轉換。 如果按 結構安排冷點和繞組，在沒有 Y 電容時，基于電壓改變的開關電源 方向，可 以得到初級與次級繞組及輔助繞組和次級繞組層間www.lenoer.com電容的電流方向，初級繞組和輔助繞組 的電流都流入次級繞組中，調整冷點后如圖 3（b）所示，可以看出，初級與次級繞組及輔 助繞組和次級繞組層間電容的電流方向相同，可以相互抵消一部分流入次級繞組的共模電 流，從而減小總體共模電流的大小，輔助繞組和次級繞組的整流二極管放置在下端，從而改 變電壓變化的方向，同時，注意冷點要盡量靠近，因此兩者間沒有電壓的變化，所以不會產 生共模電流。 如果在內層及初級、次級繞組間放置銅皮，銅皮的寬度小于或等于初級繞組 的寬度，銅皮的中點由導線連到冷點，如 3（c）所示，由于銅皮為冷點，與其接觸的繞組 和銅皮間電壓的擺率降低，從而減小共模電流，同時將共模電流由銅皮旁路引入到冷點，注 意銅皮的搭接處不能短路，用絕緣膠帶隔開，內外層銅皮的方向要一致。輔助繞組和次級繞 組的共模電流可以由以下方法補償：1）加輔助屏蔽繞組：輔助屏蔽繞組繞制方向與次級繞 組保持一致，輔助屏蔽繞組與次級繞組的同名端連接到一起，并連接到冷點，輔助屏蔽繞組 的另一端浮空。由于它們的電壓變化的方向相同，所以兩者間沒有電流流動，2）加外層的 輔助屏蔽銅皮：輔助屏蔽銅皮的中點連接到輔助繞組的中點。同樣，基于電壓的變化方向分 析電流的方向，可以看到，兩者間的電流形成環流，相互補償抵消，從而降低共模電流。 測試結果 浮空電壓波形 測量變壓器初級和次級靜點的電壓波形及變壓器磁芯的電壓波形，可以為 EMI 的傳導 測試提供一些參考（見圖 4）。常規結構變壓器的初級和次級靜點電壓波形的幅值為 10V， 并且可以明顯地看到基于開關頻率的開關波形， 新結構變壓器的初級和次級靜點電壓波形的 幅值為 5V，基于開關頻率的開關波形不是很明顯，常規結構的變壓器的磁芯電壓波形的幅 值為 18V， 可以明顯地看出基于開關頻率的開關波形， 新結構的變壓器的磁芯電壓波形的幅 值為 5V，基于開關頻率的開關波形不是很明顯。 傳導及輻射測量 如圖 5 所示，從測試結果看，即使出除了 Y 電容，由于對變壓器的結構進行了優化補 償，因此可以通過測試的要求。 結語 1、在變壓器內部使用補償的方法可以減小共模干擾電流，從而提高系統的 EMI 傳導性能， 并可以去除 Y 電容。 2、使用屏蔽繞組和銅皮是在變壓器內部進行補償的有效方法。 3、變壓器內部補償對高頻輻射的影響不明顯。 摘要：本文首先介紹了關于 EMI 常規知識以及在開關電源中使用的 各種緩沖吸引電路。然后介紹了在 EMI 中和傳導相關的共模及差模 電流產生的原理，靜點動點的概念，并詳細的說明了在變壓器的結 構中使用補償設計的方法。最后介紹了 EMI 的發射產生的機理和頻 率抖動及共模電感的設計。 目前，Y 電容廣泛的應用在開關電源中，但 Y 電容的存在使輸入和 輸出線間產生漏電流。具有 Y 電容的金屬殼手機充電器會讓使用者 有觸電的危險，因此一些手機制造商目前開始采用無 Y 電容的充電器。然而摘除 Y 電容對 EMI 的設計帶來了困難。具有頻抖和頻率調 制的脈寬調制器可以改善 EMI 的性能，但不能絕對的保證充電器通 過 EMI 的測試，必須在電路和變壓器結構上進行改進，才能使充電 器滿足 EMI 的標準。 1 EMI 常識 在開關電源中，功率器件高頻開通關斷的操作導致電流和電壓的快 速的變化是產生EMI的主要原因。 在電路中的電感及寄生電感中快速的電流變化產生磁場從而產生較 高的電壓尖峰： u L = LdiL / dt 在電路中的電容及寄生電容中快速的電壓變化產生電場從而產生較 高的電流尖峰: iC = Cdu C / dt 圖 1: Mosfet 電壓電流波形   磁場和電場的噪聲與變化的電壓和電流及耦合通道如寄生的電感和 電容直接相關。直觀的理解， 減小電壓率du/dt和電流變化率di/dt及 減小相應的雜散電感和電容值可以減小由于上述磁場和電場產生的 噪聲，從而減小EMI干擾。 1.1 減小電壓率du/dt和電流變化率di/dt 減小電壓率du/dt和電流變化率di/dt可以通過以下的方法來實現：改 變柵極的電阻值和增加緩沖吸引電路，如圖2和圖3所示。增加柵極 的電阻值可以降低開通時功率器件的電壓變化率。 D R1 R2 圖 2: 柵極驅動電路 圖3中，基本的RCD箝位電路用于抑止由于變壓器的初級漏感在開關 管關斷過程中產生的電壓尖峰。L1，L2 和L3可以降低高頻的電流的 變化率。L1和L2只對特定的頻帶起作用。L3對于工作于CCM模式才 有效。 R1C1，R2C2，R3C3，R4C4 和 C5可以降低相應的功率器件 兩端的高頻電壓的變化率。 所有的這些緩沖吸引電路都需要消耗一定功率，產生附加的功率損 耗，降低系統的效率；同時也增加元件的數日和PCB的尺寸及系統 的成本，因此要根據實際的需要選擇使用。 圖 3: 緩沖吸引電路  1.2 減小寄生的電感和電容值 開關器件是噪聲源之一，其內部引線的雜散電感及寄生電容也是噪 聲耦合的通道，但是由于這些參數是器件固有的特性，電子設計和 應用工程師無法對它們進行優化。寄生電容包括漏源極電容和柵漏 極的Miller電容。 變壓器是另外一個噪聲源，而初級次級的漏感及初級的層間電容、 次級的層間電容、初級和次級之間的耦合電容則是噪聲的通道。初 級或次級的層間電容可以通過減小繞組的層數來降低，增大變壓器骨架窗口的寬度可在減小繞組的層數。分離的繞組如初級采用三明 治繞法可以減小初級的漏感，但由于增大了初級和次級的接觸面 積，因而增大了初級和次級的耦合電容。采用銅皮的Faraday屏蔽可 以減小初級與次級間的耦合電容。Faraday屏蔽層繞在初級與次級之 間，并且要接到初級或次級的靜點如初級地和次級地。Faraday屏蔽 層使初級和次級的耦合系數降低，從而增加了漏感。 2 傳導干擾 2.1 LISN EMI測試由傳導干擾CE和輻射干擾RE組成，這兩種噪聲分開的檢測 和評價。對于不同的應用，不同的地區和國家都有相應的標準，這 些標準對于頻段的寬度和限制值都作了十分明確的定義。例如對于 手機充電器屬于FCC15/EN55022 CLASS B，傳導干擾測量的頻率范 圍 為 0.15MHz 到 30MHz ， 輻 射 干 擾 測 量 的 頻 率 范 圍 為 30MHz 到 1GHz 。具體的內容可以參考相關的標準FCC，CIRPR和EN等。 傳導干擾指在輸入和輸出線上流過的干擾噪聲，測試的方法見圖4所 示。待測試的設備EUT通過阻抗匹配網絡LISN（或人工開關電源網絡） 連接到干凈的交流電源上。 圖4: LISN 及EUT測試 LISN的作用如下：（1) 隔離待測試的設備EUT和交流輸入電源，濾除由輸入電源線引入 的噪聲及干擾。 2) EUT產生的干擾噪聲依次通過LISN內部的高通濾波器個50 ?電 阻，在50 ?電阻上得到相應的信號值送到接收機進行分析。 由圖4可見：EUT放置在絕緣的測試臺上，測試臺下部裝有接地良好 的鐵板，測試臺及鐵板的尺寸和安裝都在特定的規定。 傳導干擾來源于差模電流噪聲和共模電流噪聲，這兩種類型的噪聲 干擾見圖5所示。Y電容直接和傳導干擾相關。 圖5: 差模電流和共模電流 差模電流在兩根輸入電源線間反方向流動，兩者相互構成電流回 路，即一根作為差模電流的源線，一根作為差模電流的回線。共模 電流在兩根輸入電源線上同方向流動，它們分別與大地構成電流回 路，即同時作為共模電流的源線或回線。 2.2 變壓器模型變壓器所包含的寄生電容的模型見圖6中所示。 ① Cp: 初級繞組的層間電容。 ② Coe: 輸出線到大地的電容。 ③ Cme: 磁芯到大地的電容。 ④ Ca: 最外層繞組到磁芯的電容。 ⑤ Ct: 輔助繞組到次級繞組的電容。 ⑥Cs: 初級繞組到次級繞組的電容. ⑦ Cm: 最內層初級繞組到磁芯的電容。   變壓器寄生電容 2.3 差模電流 差模電流噪聲主要由功率開關器件的高頻開關電流產生。 ① 功率器件開通 在功率器件開通瞬間存在電流的尖峰，圖7所示。 圖7: 開通電流尖峰 開通電流尖峰由三部分組成： (1) 變壓器初級繞組的層間電容充電電流。 (2) MOSFET漏源極電容的放電電流。 (3) 工作在CCM模式的輸出二極管的反向恢復電流。 開通電流尖峰不能通過輸入濾波的直流電解電容旁路，因為輸入濾 波的直流電解電容有等效的串聯電感ESL和電阻ESR，這樣就產生的 差模電流在電源的兩根輸入線間流動。注意：MOSFET漏源極的電 容的放電電流對差模電流噪聲無影響，但會產生輻射干擾。   功率器件開通瞬間的差模電流 功率器件開通瞬間形成的差模電流為IDM 為： I DM = I Cp + nI R ? I Cin 對于變壓器而言，初級繞組兩端所加的電壓高，初級繞組的層數 少，層間的電容越少，然而在很多應用中由于骨架窗口寬度的限制 并為了保證合適的飽和電流，初級繞組通常用多層結構。本設計針 對四層的初級繞組結構進行討論。 A B 圖9: 開關管開通時初級繞組層間電流流動方向 對于常規的四層初級繞組結構，在開關管開通和關斷的過程中，層 間的電流向同一個方向流動。在圖9中，在開關管開通時，源極接到 初級的地，B點電壓為0，A點電壓為Vin，基于電壓的變化方向，初 級繞組層間電容中電流流動方向向下，累積形成的差模電流值大。 ② 功率器件關斷 在功率器件關斷瞬間，MOSFET漏源極電容的充電，變壓器初級繞 組的層間電容放電，這兩部分電流也會形成差模電流，如圖10所 示。 圖10: 功率器件關斷瞬間的差模電流 功率器件關斷瞬間形成的差模電流為IDM 為： I DM = I Cds + I g ? I Cp ? I Cin . 圖11: 開關管關斷時初級繞組層間電流流動方向 同樣，基于電壓的變化方向，初級繞組層間電容中的電流流動方向 向上，累積形成的差模電流值大。 ③功率開關工作于開關狀態，開關電流（開關頻率）的高次諧波也 會因為輸入濾波的直流電解電容的ESL和ESR形成差模電流。 

 開關電源形成的差模電流 差模電流可以通過差模濾波器濾除，差模濾波器為由電感和電容組 成的二階低通濾波器。從PCB設計而言，盡量減小高的di/dt的環路并 采用寬的布線有利于減小差模干擾。 由于濾波器的電感有雜散的電容，對于高頻的干擾噪聲可以由雜散 電容旁路，使濾波器不能起到有效的作用。用幾個電解電容并聯可 以減小ESL和 ESR，在小功率的充電器中由于成本的壓力不會用X電 容，因此在交流整流后要加一級LC濾波器，圖13所示。 Vin Vo 2 ESR ESL ESR ESL Cin2 Cin3 1 3 Cin 4 C L R

DM濾波器 如果對變壓器的結構進行改進，如圖14和15所示，通過補償的方式 可以減小差模電流。注意：初級繞組的熱點應該埋在變壓器的最內 層，外層的繞組起到屏蔽的作用。   同樣的基于電壓的變化方向，可以得到初級繞組層間電容的電流流 動的方向，由圖 14 和 15 所示可以看到，部分的層間電流由于方向 相反可以相互的抵消，從而得到補償。 圖14: 新結構開關管開通時初級繞組層間電流流動方向 

 新結構開關管關斷時初級繞組層間電流流動方向 2.4 共模電流 共模電流在輸入及輸出線與大地間流動，其產生主要是功率器件高 頻工作時產生的電壓的瞬態的變化。共模電流的產生主要有下面幾 部分：  通過MOSFET源級到大地的電容Cde。如果改進IC的設計，如對 于單芯片電源芯片，將MOSFET源極連接到芯片基體用于散熱，而不 是用漏極進行散熱，這樣可以減小漏極對大地的寄生電容。PCB布線 時減小漏極區銅皮的面積可減小漏極對大地的寄生電容，但要注意 保證芯片的溫度滿足設計的要求。 ②通過Cm 和Cme產生共模電流。 ③ 通過Ca 和 Cme產生共模電流。 ④ 通過Ct 和Coe產生共模電流。 ⑤ 通過Cs 和Coe產生共模電流，這部分在共模電流中占主導作用。 減小漏極電壓的變化幅值及變化率可減小共模電流，如降低反射電 壓，加大漏源極電容，但這樣會使MOSFET承受大的電流應力，其 溫度將增加，同時加大漏源極電容產生更大的磁場發射。 Vcc Ca Ct Vin LISN 2 Vo Cin 3 Cm Cs Cde Cme Coe 1 4 圖16: 共模電流產生

Y電容作用 電壓如果系統加了Y電容，由圖17所示, 通過Cs的大部分的共模電流 被Y 電容旁路，返回到初級的地，因為Y電容的值大于Coe。Y電容  必須直接并用盡量短的直線連接到初級和次級的冷點。作為一個規 則，如果開通葉MOSFET的dV/dt大于關斷時的值，Y電容連接到初 級的地。反之連接到Vin。 強調：電壓沒有變化的點稱為靜點或冷點，電壓變化的點稱為動點 或熱點。初級的地和Vin都是冷點，對于輔助繞組和輸出繞組，冷點 可以通過二極管的位置進行調整。

A，B和Vin為冷點，F， D，B和C為熱點；而圖19中，A，Vcc，Vin和Vo為冷點，D，F和G 為熱點。 Vcc E A Vin C Vo 2 Cin 3 1 D B 4 A 圖18: 冷點位置 Vcc F Vin Vo 2 Cin 3 1 D G 4 A

改變二極管后冷點位置 去除Y電容無法有效的旁路共模電流，導到共模電流噪聲過大，無 法通過測試標準，設計的方法是改進變壓器的結構。一般的法加利 屏蔽方法不能使設備在無Y電容的情況下通過EMI的測試。由于  MOSFET的漏極端的電壓變化幅值大，主要針對這個部位進行設 計。永遠注意：電壓的變化是產生差模及共模電流的主要原因，寄 生電容是其流動的通道。 前面提到Cm和Cme及Cme和Ca也會產生共模電流，初級層間電容的 電流一部分形成差模電流，有一部分也會形成共模電流，這也表明 差模和共模電流可以相互的轉換。 如果按圖20結構安排冷點（藍色點）和繞組，在沒有Y電容時，基 于電壓改變的方向可以得到初級繞組與次級繞組及輔助繞組和次級 繞組層間電容的電流的流動方向，初級繞組和輔助繞組的電流都流 入次級繞組中。

初級與次級繞組及輔助和次級繞組共模電流

調整冷點后初級與次級繞組及輔助和次級繞組共模電流互感器調整冷點后如圖 21 所示，可以看到，初級繞組與次級繞組及輔助繞 組和次級繞組層間電容的電流的流動方向相同，可以相互抵消一部 分流入次級繞組的共模電流，從而減小總體的共模電流的大小。 輔助繞組和次級繞組的整流二極管放置在下端，從而改變電壓變化 的方向，同時注意冷點要盡量的靠近，這樣因為兩者間沒有電壓的 變化，所以不會產生共模電流。 進一步，如果在內層及初級繞組和次級繞組間放置銅皮，銅皮的寬 度小于或等于初級繞組的寬度，銅皮的中點由導線引線到冷點，如 圖 22 所示，由于銅皮為冷點，與其接觸的繞組和銅皮間電壓的擺率 降低，從而減小共模電流，同時將共模電流由銅皮旁路引入到冷 點。注意銅皮的搭接處不能短路，用絕緣膠帶隔開，內外層銅皮的 方向要一致。 

 銅皮的補償 輔助繞組和次級繞組的共模電流可以由以下方法補償： ① 加輔助屏蔽繞組 輔助屏蔽繞組繞制方向與次級繞組繞制方向保持一致，輔助屏蔽繞 組與次級繞組的同名端連接到一起并連接到冷點，輔助屏蔽繞組的 另一端浮空。由于它們的電壓變化的方向相同，所以兩者間沒有電 流流動。 ②加外層的輔助屏蔽銅皮   輔助屏蔽銅皮的中點連接到到輔助繞組的中點。同樣，基于電壓的 變化方向分析電流的流動方向，可以看到，兩者之間的電流形成環 流，相互補償抵消，從而降低共模電流。 

 輔助屏蔽銅皮 3 EMI 輻射干擾 3.1 電場和磁場發射 輻射干擾的測試在專門的屏蔽室中進行，待測試的設備放在轉臺 上，天線分別放在水平和垂直的位置上下移動掃描，檢測到信號送 到接收機進行分析。

 輻射干擾測試  輻射干擾的測試包括電場發射和磁場發射，電場發射由du/dt產生， 磁場發射由di/dt產生。注意：空間電容是電場發射的通道，共模電 流可以產生相當大的電場發射。.

: 電場發射 初級繞組電壓變化的幅值大，對于電場發射起主導作用。磁芯也是 一個電場發射源。在系統的PCB底層鋪銅皮或額處加一塊銅皮或單 面板，可以有效的減小電場發射和共模電流。 

 減小電場發射 高di/dt 的環路通過環路的寄生電感產生磁場發射，次級側的電流變 化幅值大，對于磁場發射的起主導作用。磁場發射形成的方向見圖 27所示，方向符合右手定則。  高di/dt環路的寄生電感隨環路面積增大而增大，因此磁場發射對于 PCB的設計非常關鍵。次級側的電流環面積要盡量的小，布線要盡 量的短粗。 圖27: 磁場發射 變壓器的雜散磁場也是一個磁場發射源，其主要由變壓器的氣隙產 生。E型磁芯在兩側開氣隙時雜散磁場大，在中心柱開氣隙時雜散的 磁場小。在變壓器的最外面包裹銅皮，銅皮兩端短接，用導線連接 到冷點，可以減小雜散的磁場。因為雜散磁場在銅皮中產生渦流， 渦流反過來產生磁場阻礙變壓器雜散磁通的外泄。輸出棒狀及鼓狀 的差模電感如同一個天線產生大的磁場發射。使用前述的相關的緩 沖吸引電路可以減小相應的磁場發射。 圖 27: 輸出線發射 注意：手機充電器要帶長的輸出線（1.8m）進行測試，長的輸出導 線也如同一個天線，并將共模電流放大，從而形成較大的共模電場 輻射，這種輻射只有通過上面變壓器的結構進行抑止，在沒有頻率 拌動或頻率調制的系統中，還得加輸出共模電感。才能有效的減小 在30~50M間的電場發射。 

需要說明的是：傳導和輻射及差模和共模電流間可以相互轉換，具 體的理論相當復雜，遠遠超出作者的知識范圍，特表歉意。 3.2 共模電感設計 共模電感的兩個繞組分別與輸出的二根線串聯，注意到當輸出電流 在每個繞組流過時，它們在磁芯中形成的磁通方向是相反的，可以 相互的抵消，平衡的條件下磁芯中的磁通為0，因此共模電感不會因 為輸出的負載電流產生飽和。當同方向的共模電流在兩個繞組中流 過時，其在磁芯中形成的磁通方向是相同，阻抗增加，從而衰減共 模電流信號。 Figure 27: 共模電感 設計過程： ① 選擇磁芯材料 鐵氧體是一個較好的具有成本優勢的材料。 ② 設定電感的阻抗 對于一個給定的要求衰減的頻率，定義此頻率下共模電感的感抗為 50~100?，即至少50%的衰減，因此有： Z = ωL ③ 選擇磁芯的形狀的和尺寸 成本低漏感小的環形磁芯非常適合于共模電感，但是這種形狀不容 易實現機械化繞制，一般用手工繞制。磁環尺寸的大小選取有一定 的隨意性，通?；赑CB的尺寸選取合適的磁芯。為了減小共模電 感的寄生電容，共模電感通常只用單層的線圈。若單層繞制時磁芯 無法容納所有的線圈，則選用大一號尺寸的磁環。當然也可以基于 磁芯的數據手冊由LI的乘積選取。 ④ 計算線圈的匝數 由磁芯的電感系數AL計算共模電感的圈數： N = ( L × 106 AL ) 0.5 ⑤ 計算導線的線徑 ------------------------------------ Adlsong AN -------------------------------------------- 導線允許通過的電流密度選取為：400~800A/cm?，由此可以得到要 求的線徑。 3.3 頻率抖動或調制 事實上，噪聲是基于特定的頻帶和步長（傳導是9KHz）來檢測的， 當開關頻率固定時，基于開關頻率的電流變化和電壓變化的高頻高 次諧波如2次，3次，4次，…… 會在一個特定的頻率點處疊加，這 樣以此頻率點為中心的一個窄帶內噪聲的值就較高。芯片有頻率抖 動或調制時，開關的頻率不是固定的，而是在一定的范圍內變化， 頻率變化的范圍通常以名義的開關頻率為中心上下變化不大于 4KHz，以免影響到系統的正常工作。如基頻即工作頻率變化范圍為 ±4KHz，則2次諧波頻率變化的范圍為±8KHz，3次諧波頻率變化的 范圍為±12KHz ……，這樣對于一個特定的頻率點噪聲在更寬的頻帶 內分布，因此噪聲的值降低。頻率越高，特定的頻率點頻帶分布越 大，噪聲值也就越低。頻率抖動或調制的原理見圖28所示。 從圖29至圖32可以看到：沒有頻率抖動或調制時諧波分布窄，噪聲 值在諧波頻率點處較高。有頻率抖動或調制時，諧波值平滑而且較 小，從圖29至圖32還可以看出：頻率抖動或調制對準峰值降低不 大，而對平均值降低十分時顯。在測試RE時，由于頻率抖動或調制 的作用，即使從波形看某一頻點似乎沒有余量，但接收機在讀點時 很難抓取到幅值最大點，因此讀點時讀取值仍有范圍內有一定余 量。 圖28: 頻率抖動或調制原理  傳導測試無頻率抖動或調制的準峰值和平均值 圖30: 傳導測試有頻率抖動或調制的準峰值和平均值 圖31: 輻射測試無頻率抖動或調制的水平和垂直值 圖32: 輻射測試有頻率抖動或調制的水平和垂直值 3.4 浮空電壓波形 測量變壓器初級和次級靜點的電壓波形及變壓器磁芯的電壓波形可 以為EMI的傳導測試提供一些參考。 常規結構的變壓器的初級和次級靜點電壓波形的幅值為10V并且可 以明顯的看到基于開關頻率的開關波形。新的結構的變壓器的初級 和次級靜點電壓波形的幅值為5V，基于開關頻率的開關波形不是很 明顯。 常規結構的變壓器的磁芯電壓波形的幅值為18V并且可以明顯的看 到基于開關頻率的開關波形。新的結構的變壓器的磁芯電壓波形的 幅值為5V，基于開關頻率的開關波形不是很明顯。  （1）常規結構 （2）新的結構 圖33：初級和次級靜點電壓波形(Ch1 scale: 5V, Time: 4us) （1）常規結構 （2）新的結構 圖34：磁芯電壓波形(Ch1 scale: 5V, Time: 4us) 附 1：PI 無 Y 電容的變壓器結構 （1）芯片有頻抖功能，芯片可以不需要輔助繞組供電。 （2）變壓器最外面裹銅皮，銅皮兩端短接并引線到初級的地。 圖35：腳管和繞組安排  其中：實心黑點圈為繞制時的起點，空心點為骨架換方向后繞制時 的起點。

給力

很好的文章，如果有圖片，那就更好了。