摘要

隨著汽車電動化推進，智能充電基礎設施正在迅速普及，智能電網內部的V2G車輛給電網充電應用也是方興未艾，越來越多的應用領域要求有源前端電力變換器具有雙向電流變換功能。本文在典型的三相電力應用中分析了SiC功率MOSFET在高頻PFC變換器中的應用表現，證明碳化硅電力解決方案的優(yōu)勢，例如，將三相兩電平全橋(B6)變換器和NPC2三電平(3L-TType)變換器作為研究案例，并與硅功率半導體進行了輸出功率和開關頻率比較。

前言

隨著汽車電動化推進，智能充電基礎設施正在迅速普及，智能電網內部的V2G車輛給電網充電應用也是方興未艾，越來越多的應用領域要求有源前端電力變換器具有雙向電流變換功能。本文在典型的三相電力應用中分析了SiC功率MOSFET在高頻PFC變換器中的應用表現，證明碳化硅電力解決方案的優(yōu)勢。

在有源前端雙向變換器內的SiC MOSFET

電力變換器拓撲的選擇與半導體技術的可用性密切相關。最近推出的碳化硅(SiC)有源開關技術即SiC MOSFET，將電力變換拓撲拓展到開關頻率更高的應用領域。圖1給出了典型技術與功率大小和開關頻率的關系圖。SiC器件的應用領域相當廣泛，并且隨著技的發(fā)展和生產成本優(yōu)化，其應用范圍還在不斷擴大。

圖1：技術與應用定位圖

本文對采用硅基IGBT和SiC MOSFET兩種不同的功率半導體技術的典型三相兩電平全橋(B6)和NPC2三電平(3L-TType) 雙向電力變換器進行了能效與開關頻率關系評測。

圖2：基于SiC MOSFET的兩電平全橋(B6)和NPC2三電平(3L-TT) 雙向PFC變換器

使用表1中列出的公式進行計算了兩電平轉換器的功率損耗，其中包括導通損耗和開關損耗。計算公式考慮了調制指數M=Vac/(Vdc/2)，以及決定雙向轉換器工作模式的輸入電壓和電流之間的相位角。開關損耗的特性數據是基本參數，可以從數據手冊中獲取，并根據所考慮的輸出電壓Vdc和開關電流IL，考慮開關能量值的比例因子。三電平T型變換器的功耗計算需要采用專門的公式[2]，將放在最終論文中討論。

表1：功率損耗計算公式

計算過程已考慮到表2中列出的電力變換器的規(guī)格和表3中列出的圖2電路所用的電力電子器件，評估了兩個變換器的導通損耗和開關損耗，以及半導體能效與開關頻率的函數關系。考慮到變換器有整流器和逆變器兩個模式，將開關頻率范圍設定在10kHz至100kHz之間，評測結果如圖3和圖4所示。觀察能效評測結果不難發(fā)現，隨著開關頻率增加，SiC MOSFET的優(yōu)勢明顯高于硅基IGBT，在兩電平全橋拓撲中，兩者在100kHz時能效差距高達10％，最終版論文將進行全面的探討。最后，為了驗證計算結果，開發(fā)了一個可配置的測試平臺，如圖5所示，測試結果將列在在最終版論文中。

表2：電力變換器規(guī)格

表3：功率器件的特性

圖3：兩電平電力變換器的功率損耗和能效與開關頻率的關系：IGBT vs SiC MOSFET

圖4：三電平3LTT電力變換器的功率損耗和能效與開關頻率的關系：IGBT vs SiC MOSFET

結論

圖5 –測試平臺原型的原理圖和實物圖。

本文評測了大功率 PFC 的拓撲結構，介紹了 SiC MOSFET 在高頻高壓應用中的性能。特別是，在兩電平變換器中，SiC MOSFET與IGBT相比的優(yōu)勢更加明顯，因為高頻開關最大輸出直流電壓需要擊穿電壓更高的半導體器件，這對能效有不利的影響，在100kHz時，將能效降低多達10％。