【電源網】接到上級要求說要作一個結構簡單,可靠的800W電源,輸出波紋要求不高,因為是容性負載的。電壓要求輸入176--355V(整流后的直流),輸出呢80V.電流10A,輔助供電14V-0.5A。磁芯選擇的時候算了一天,最終確定用EE65的磁芯.這里有很多原因,首先想用小一號的EE55,卻發現算出來繞不下.或者就是頻率得提高到100K附近或者更高才能繞滿.因為老板要求的是可靠.那就是說溫升一定得盡量的小.所以線徑都是按4A/mm2來計算的.最終頻率確定在53K.這也是考慮到骨架繞法的問題.初級兩層,次級一層,剛好繞滿,所以就這頻率了.

另外這個頻率的選擇也跟匝數有關,在輔助繞組需要輸出14V電壓,計算得出如果輔助繞組是2匝,這是最好的繞線方法了.1匝幾乎不可能,那頻率太高了.如果3匝,那么初級和次級又繞不下了.所以這頻率是按以上綜合的實際參數來選擇的.并非是最合理的.但卻是最實用的.

變壓器參數:

F=53K

AE=521,有的廠家給的535,我是實測的.

磁飽和增量:0.2(實際上計算出來的△B是0.1564.繞不下滿匝,所以就按滿匝的算是0.2)

Dmax取0.45

有了這些參數,就能算出來:

NP=15  用0.1*200的利茲線兩根并繞兩層作初級,包住次級

NS=8   用0.1*200的利茲線同樣兩根并繞一層在中間

輔助供電=2繞在最外層,和IC的供電繞組均勻繞制.

繞好后,氣隙開0.75毫米,也沒有超過1毫米的經驗值

電感量102UH.

這200根一股的線,很糾結.骨架是塑料的.不能長時間焊接,而這線散熱又太快了.必須用60W烙鐵才能上錫.所以,最終選擇不動骨架,而在線路板相應的出線口放置兩個3毫米直徑通孔的焊盤.骨架依然焊在線路板上,這給組裝帶來了很大的難度.不適合量產.

電路的設計

因為功率巨大,因此用了兩只330UF的大電容在初級,體積限制也沒有地方裝第三個電容了.本來設計是1000UF的,只好用兩只了.然而按經驗,用了直徑20毫米,常溫電阻25歐姆的熱敏NTC依然讓人失望,上電的時候插頭會看到明顯的火花產生.有時候會嚇人一跳.雖然對插頭損傷不大,但總歸不是好事.于是就在300V的回路加裝了一個場效應管20N60,在G用分壓電阻從300V到地分壓12V,給G極供電,并在G接入了一只22UF電解.當作緩沖電路.不能不說這樣用法是從山寨電源上學到的.可以節省一只NTC.而且還沒有發熱引起NTC老化的問題.但缺點也是明顯的.當在300V端接入800W負載的時候,發現這場效應管雖然內阻很低,卻依然有不小的功耗.無奈還得加入散熱片.最終這個場效應管做緩沖的方案并不理想 .300V一路搞定,滿載后電壓在預算范圍內.交流166V的時候沒有跌破180V直流。

方案選用簡單的3842,功能足夠,而且保護靈敏.最好的就是可以外加若干保護電路.比如欠壓或者過壓鎖定,外接頻率輸入,兩只3842共同使用一個頻率,或者軟啟動等等,都可以在芯片外圍加幾個簡單的零件來實現.如果啥都不加,3842也有自身的電壓保護和電流保護.可以說是相當可靠的了.對于前文提到的插電時候插頭冒火的情況,先是在初級加裝了更理想的NTC,阻止了電容充電時候產生的火花,而電路啟動時候,特別是滿載啟動的時候不可避免的也會吸收大量電流,這個也會使插頭在瞬間產生火花.對此,我在3842的8腳和1腳間加入了官方推薦的軟啟動電路.并且把軟啟動電容加大到了100uf.

當然這個電容是經過實驗的.大約能有3—5秒的緩沖時間.在這段時間里,占空比是由1%到滿載的35%(300V直流下的占空比)逐漸提高的.可以在次級看到電壓上升的曲線就是那個軟啟動電容充電的曲線.關于3842的其他部分的電路就不多說了.大家都很熟悉了.就說說我遇到的一些問題吧.這個軟啟動電路本來是為插頭的火花而做的.可做好后卻發現又多了個保護MOS的功能.可以避免剛上電,初級電壓較低的時候就開始工作,而次級卻滿載的情況下,初級電流達到超過正常峰值而很快燒掉的情況,雖然MOS的瞬間耐過流能力很強大,但依然會在某些情況下爆掉.然而就在加了軟啟動以后,MOS一直很乖,沒發脾氣的爆掉.從這里,我又學到了軟啟動對于大功率電源的重要性.

MOS的溫度

之前計算的IPK是14.6A 所以選用20n60,而我手頭只有TO220封裝的,將就用吧.這MOS查資料是DSON=0.65歐姆,實際上是能用的,發熱也在95度以內,加了重量170克的散熱片.煙盒大小的一塊.但直接測G端波形,發現出現了嚴重的失真,上下沿的中段,都會出現一段平臺,粗看是平的,波形放大了看其實是一段密集而雜亂的振蕩.想想3842的驅動能力是1A的啊,不至于是這波形吧?后來改動RG電阻,原電阻是20歐姆的,按MOS的PDF資料,改成2.2歐姆的,再看波形,好了那么一點.感覺也就好了2成吧.不過發熱降低了10度,到85度了.不得已,又改版,加裝了圖騰柱驅動.用8050和8550.

驅動電阻從2.2---20歐姆都試過,還是圖騰柱和2.2的電阻配合,發熱最低.現在最高溫度也沒過55度了.當然是在風冷條件下了.環境溫度15度,12V風扇,規格6015一只.12.5V供電就夠了.接下來電路的難題又來了:MOS的尖峰吸收.(在本文中所有電路的電壓都是300V的情況下測試的,如有例外,會做說明的)看波形,在MOS的D,有580V的尖峰最高值,初級RCD吸收是按經驗值:103電容和47K電阻并聯.電阻取的大,消耗在RCD上的損耗最小.但尖峰也很大.如果交流輸入245V,那MOS就該報銷了.于是用兩只47K電阻并聯,電容不變,峰值降到了560V但也不能無限制的減小這電阻了.考慮到這個尖峰是由次級反饋回來,和漏感一同形成的,于是在次級整流二極管兩端加裝了RC吸收.R=27歐姆,C=470p.這下MOS的D極峰值降到了500V.看來很有用哈.反正是走到這一步了.看看能不能改變RC的搭配讓峰值更低,可換了很多種組合,都不理想.

這次在MOS的DS端加入了同樣的27歐和470p的阻容吸收,峰值又降了20V,達到了480V.不過這幾個被動吸收電阻都加大了電路的損耗.這也是代價了.算算一共用了三處的被動吸收電路.雖然耗能,卻符合老板簡單,可靠的要求.這里木有使用有源鉗位,我個人認為無源器件比有源器件更長壽.雖然代價是更多的發熱和能耗.不過在這里老板不要求,那么就按自己的意思作了。

整個電路是用3842+817+431的簡單組合.電路夠簡潔，功率夠大。然后開始搞10A的限流電路了.跟普通的限流一樣,得用采樣電阻來作.因為這電流要求就是要精確限流,所以只能在直流輸出部分檢測,而不能放在次級整流管之前用互感器隔離檢測.檢測電阻我用了一只5W的0.02歐姆水泥電阻.定做精度2%.滿載10A功率也才2W.這里選用5W電阻是有原因的.本來用3W就足夠了吧,可實際使用3W0.02歐姆電阻的時候卻發現電阻本身的阻值會變大.就跟白熾燈一樣,冷態小電阻,熱態就大電阻了.這也是電阻測溫法的基本原理。這電阻變大了多少呢?2W的功耗,20毫歐的電阻變成了23毫歐.已經遠超設計了.結果是熱機以后,電流從10A直線降到了8.7A附近,并且趨于穩定.這明顯不符合精確限流的要求嘛.這里說下,限流電路是用358接的比較器,來控制光耦來限流的.

解決滿載熱機后,電流不精確的問題似乎用溫度補償是理想而可靠的方法.而實際卻發現電阻雖然2W的功率,溫度卻高到了76度,熱敏電阻裝在哪都不合適,電阻底下?走線是個問題至少我很難安排合適的地方了.那么飛線將熱敏電阻固定在電阻上?似乎也只能在實驗室這么干.而且老板是不會同意再搞另外的溫度檢測電路的.那樣布線的復雜程度和板的面積都成問題.他只要簡單的.本打算兩只0.02歐姆電阻并聯,結果廠家說有5W的,就給發了樣品.來試試剛好.電路參數也不用改了.板子也不用重做了.

用了大功率的電阻,散熱更快了.電阻的溫度沒那么高.至少沒超過50度,手可以一直摸著只是熱熱的感覺,電流也達到了10A正負0.3A的精度.當然,這個精度不僅僅是電阻換大個的功勞了.也有在運放的性能有關,當用國產0.12一個的LM358的時候,精度在正負0.4A上下.換進口的,或者其他型號運放,則都能達到正負0.3A的輸出控制精度.整個電源都完工了.經過了幾十個小時的滿載老化實驗,先后又改進了幾個地方:加大了次級整流二極管的散熱片.加大到200克的鋁型材.MOS換用26n60,導通電阻小到0.13歐姆,所以MOS的散熱片也相應減小到了120克.整體升溫在很理想,變壓器溫升最大50度,MOS溫升40度左右,次級二極管溫升在55度左右.

完成之后對比了相同功率的正激電源,感受深刻啊.反激電源也并非書上說的只適合200W以內的小功率.大功率也未嘗不可.只是代價有點高了.不過以電路的簡潔和可靠來看.反激還是有優勢的.但因為初級電流比同等級的正激電源大了約30%.這也讓MOS和其散熱片的成本比正激高了很多. 再就是變壓器了.同頻率下,正激只用EE55就能達到相同的功率輸出.可變壓器比正激的簡單.而且次級少用一只須流二極管,少一個次級的電感.這樣成本就持平了.綜合來說.布線,和線路板占用,零件個數,都比正激有優勢.劣勢就是變壓器巨大,而且不易量產.因為要精確控制電感量,而且電感量非常小.只有102微亨.這會讓變壓器廠家聽了就掛電話的.